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開關電源的設計方案范文1
關鍵詞：開關電源；IR2110；SG3525；高頻變壓器；MOSFET
1 緒論
電源是將各種能源轉換成為用電設備所需要的裝置，是所有靠電能工作的裝置的動力源泉。隨著電源在計算機、通信、家用電器等方面的廣泛應用，人們對其需求量增長，效率、體積、重量及可靠性等方面也要求更高。開關電源的核心為電力電子開關電路，根據負載對電源提出的輸出穩壓或穩流特性的要求，利用反饋控制電路，采用占空比控制方法，對開關電路進行控制。
2 系統整體方案
1.電源的設計要求：
（1）輸出電壓：額定工作電壓36V；
（2）輸出電流：額定工作電流1A；
（3）輸入條件：50Hz，交流220V；
（4）紋波電壓 Vor為20mV[8]。
2.整個課題的設計，分為三部分：主電路的設計，包括整流輸入濾波、半橋式逆變、高頻變壓輸出、輸出整流、輸出濾波；開關管的驅動電路；控制電路的設計，包括控制逆變電路開關管工作的脈沖輸出、調占空比。
3 系統電路設計
3.1主電路結構
半橋式開關電源主電路如圖3-1所示。圖中開關管V1、V2選用MOSFET開關管。半橋式逆變電路一個橋臂由開關管V1、V2組成，另一個橋臂由電容C1、C2組成。高頻變壓器初級一端接在C1、C2的中點，另一端接在V1、V2的公共連接端，V1、V2中點的電壓等于整流后直流電壓的一半，開關管V1、V2交替導通就在變壓器的一次側形成幅值為 的交流方波電壓。通過調節開關管的占空比，就能改變變壓器二次側整流輸出平均電壓Vo。
圖3-1 開關電源主電路結構圖
3.2 MOSFET驅動電路的設計
半橋驅動芯片選用IR2110。其中自舉電容的選為104無極性瓷片電容?？旎謴投O管選為FR207。
3.3 開關電源控制電路的設計
設計電路的控制電路是整個電路的主要部分。目前實際產品應用中有各種典型的控制電路，鑒于對電源和驅動的要求，結合本次設計選擇SG3525。
1.自激振蕩電路
SG3525的自激振蕩器輸出的鋸齒波送至PWM比較器，而輸出的方波一方面送到PWM鎖存器，另一個方面有4腳輸出作為其他芯片的同步信號，另外振蕩器可由3腳送來的脈沖信號控制，便于多個芯片同步使用。此次設計，取Ct=0.01uf，Rt=9K，Rd=200Ω，則由公式f=1/[Ct（0.67 Rt+1.3 Rd）]得，f=16k。
2.脈沖寬度調節
由于11腳14腳輸出低電平時間取決于9腳電壓，而9腳電壓又取決于誤差放大器輸出電壓，故人為改變SG3525 1腳或2腳電位，即可改變9腳電壓，9腳電壓變低時，A1提前輸出“1”，使11腳或14腳輸出脈沖寬度變窄，而9腳電壓上升時則與上相反，完成對輸出脈寬的控制。由圖可知，1腳電位與輸出脈沖寬度成反比，而2腳電位則與輸出脈沖寬度成正比.在開關穩壓電源設計中，反饋電壓可加于1腳或2腳。本次設計使用2腳加一個可調電阻調占空比。
3.SG3525電路圖：
圖3-2 SG3525電路圖
4 電路調試
控制電路調試主要測量SG3525的 9腳的電壓是否在1.5V 至5.2V之間，5腳波形是否為鋸齒波，16腳電壓有無5.1V。最重要的是11腳與14腳的輸出波形是不是方波，是否有足夠的死區時間，調2腳電壓時11腳14腳輸出方波的占空比是否變化等。
在測試驅動電路時主要測IR2110的10腳與12腳的輸入波形是否與SG3525的輸出波形相對應，IR2110的1腳7腳的輸出波形是否是漂亮的方波，自舉電容兩端的波形是否在比較穩定的范圍內。
在測試IR2110的輸出時發現調占空比時IR2110的占空比0-100%可調。后來發現限流電阻和下拉電阻的取值問題導致波形畸變，從而導致IR2110的輸出出現不良情況。通過多次更換限流電阻和下拉電阻，波形畸變得到了一定的改善，不過還是不能達到完全的線性傳輸。為了得到更好的驅動效果，從SG3525加一電阻接在IR2110的輸入端，經實際測試IR2110的輸出波形0-45%可調，滿足驅動要求。
對于主電路的調試，一定要一步一步調，先用示波器測試整流濾波電路再測變壓器原邊的波形，變壓器副邊的波形，輸出電壓等。
5 總結
本次設計完成的主要任務是制作占空比可調，輸出36V的開關電源。通過搜集開關電源的相關資料，了解電源的相關制作方法，并通過控制電路與驅動電路的選擇，針對任務提出了可行方案。在設計方案中，結合芯片SG3525和IR2110特點，用半橋的結構來設計開關電源。根據設計方案，詳細地闡述了SG3525的控制原理和IR2110的驅動過程。設計了相應的硬件電路。雖然做了以上幾方面工作，但由于時間和實驗條件的限制等原因，所做工作還有很多需要完善的地方。SG3525沒有過流保護電路，控制電路與驅動電路之間沒有光隔離，半橋主電路前的熱敏電阻在上電完成后沒有用繼電器隔離開而影響效率等。
作者簡介：
巴深（1992-），男，漢族，湖北武漢，本科在讀，湖北省 武漢市 武漢紡織大學 電子信息工程 430200
開關電源的設計方案范文2
關鍵詞：直流開關電源 控制電路 TOP247YN 電路
中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A
引言
目前，各種各樣的開關電源以其小巧的體積、較高的功率密度和高效率正越來越得到廣泛的應用。伴隨著電力系統自動化程度的提高，特別是其保護裝置的微機化，通訊裝置的程控化，對電源的體積和效率的要求也在不斷提高。可以說，適應各類開關電源的控制集成電路功能正在不斷完善，集成化水平不斷提高，外接原件也是越來越少。開關電源的研制生產正在日趨簡化，成本也日益下降，而且集成控制芯片種類也越來越多。
針對開關電源，其中的控制電路部分發揮著很大作用，對于一個電路是否能夠輸出一個穩定的直流電壓，反饋環節就顯得尤為重要。如今，在直流開關電源中，大都采用PWM控制方式來調整占空比從而進一步來調整輸出電壓[1]。在開關電源中，控制電路通常都是采用集成控制芯片來加以控制。
在本文設計中，考慮到小型、高效的設計初衷，控制電路部分決定采用集成化程度較高的單片開關電源芯片TOP247YN，通過它可把MOSFET和PWM控制電路較好地集成在一起，這樣可使得芯片電路更簡單而實用，從而使得設計出的開關電源更加小型化。
1、 TOP247Y的基本工作原理及主要工作過程
在本文設計中采用的TOP247Y就是屬于第四代開關器件。
其主要工作原理是：TOP247Y控制芯片是利用反饋電流IC來通過調節占空比D，從而達到穩定輸出電壓的目的，屬于PWM控制類型中的PWM型電流反饋模式。當輸出電壓升高時，經過光耦反饋電路使得IC增加，則占空比將減小，從而達到穩壓的目的[3]。反之亦然。
TOP247Y控制芯片內部主要工作過程：在啟動的過程中，當濾波后的直流高電壓加在D管腳時，MOSFET起初處于關斷狀態，在開關高壓電流源連接在D管腳和C管腳之間，C管腳的電容被充電。當C管腳的電壓VC達到5.8V左右時，控制電路被激活并開始軟啟動。在10ms左右的時間內，軟啟動電路使MOSFET的占空比從零逐漸上升到最大值。如果在軟啟動末期，沒有內部的反饋和電流回路加載管腳C上，高電壓電流源將轉向，C管腳在控制回路之間通過放電來維持驅動電流。
芯片自身消耗的過電流是通過內部電阻RE轉到S腳。這個電流是通過內部電阻RE控制MOSFT的占空比來提供閉合回路的調節。這個調節器有一個有限的低輸出電阻ZC，可設定誤差放大器的增益，被用在主要的控制回路。在控制回路中，動態變化的電阻ZC以及內部的C管腳電容可以設定主極點。當出現錯誤的情況時，如開環或輸出短路時，可以阻止內部電流進入C引腳。
C引腳的電容開始放電到4.8V，在4.8V時，自動重啟被激活，使得輸出MOSFET關斷，把控制回路鉗位在一個低電流的模式。在高電壓電流源打開，有繼續給電容充電。內部帶遲滯電源欠壓比較器通過使高電壓電流源通斷來保持VC的電壓在4.8V到5.8V的區域內。
2、開關電源芯片的電路選擇
TOP系列的控制芯片的控制引腳C的電路基本類似，在本文設計中，C6選擇0.1uF。電容C7選擇47uF/10V的低成本電解電容。而串聯電阻R8選擇為6.8Ω/0.25W的電阻。■
參考文獻
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[2] 楊 旭，裴云慶，王兆安. 開關電源技術[M] . 北京： 機械工業出版社， 2002.
開關電源的設計方案范文3
關鍵詞： 開關電源；數字控制；單片機
中圖分類號：TM44 文獻標識碼：A 文章編號：1671－7597（2012）0210075－01
0 引言
直流穩壓電源已廣泛地應用于許多工業領域中。在工業生產中（如電焊、電鍍或直流電機的調速等），需要用到大量的電壓可調的直流電源，他們一般都要求有可以方便的調節電壓輸出的直流供電電源。目前，由于開關電源效率高，小型化等優點，傳統的線性穩壓電源、晶閘管穩壓電源逐步被直流開關穩壓電源所取代。開關電源主要的控制方式是采用脈寬調制集成電路輸出PWM脈沖，采用模擬PID調節器進行脈寬調制，這種控制方式，存在一定的誤差，而且電路比較復雜。本文設計了一種以ST公司的高性能單片機μpsd3354為控制核心的輸出電壓大范圍連續可調的功率開關電源，由單片機直接產生PWM波，對開關電源的主電路執行數字控制，電路簡單，功能強大。
1 功率直流電源系統原理與整體設計
1.1 系統原理。本功率直流電源系統由開關電源的主電路和控制電路兩部分組成，主電路主要處理電能，控制電路主要處理電信號，采用負反饋構成一個自動控制系統。開關電源采用PWM控制方式，通過給定量和反饋量的比較得到偏差，并通過數字PID調節器控制PWM輸出，從而控制開關電源的輸出。
1.2 系統整體設計。系統硬件部分由輸入輸出整流濾波電路、功率變換部分、驅動電路、單片機系統和輔助電路等幾部分組成。
當50Hz、220V的交流電經電網濾波器消除來自電網的干擾，然后進入到輸入整流濾波器進行整流濾波，變換成直流電壓信號。該直流信號通過功率變換電路轉化成高頻交流信號，高頻交流信號再經輸出整流濾波電路轉化成直流電壓輸出?？刂齐娐凡捎肞WM脈寬調制方式，由單片機產生的脈寬可調的PWM控制信號經驅動電路處理后，驅動功率變換電路工作。 利用單片機高速ADC轉換通道定時采集輸出電壓，并與期望值比較，根據其誤差進行PID調節。電壓采集電路實現了直流電壓V0的采集，并使其與A/D轉換器的模擬輸入電壓范圍匹配，在開關電源發生過壓、過流和短路故障時，保護電路對電源和負載起保護作用。輔助電源為控制電路、驅動電路等提供直流電源。
2 開關電源主電路設計
開關電源主電路是用來完成DC-AC-DC的轉換，系統主電路采用全橋型DC-DC變換器，本系統采用的功率開關器件是EUPEC公司的BSM 50GB120DN2系列的IGBT模塊，每個模塊是一個半橋結構，故在全橋系統中，需要兩個模塊。每個模塊內嵌入一個快速續流二極管。
3 控制電路硬件設計
3.1 控制電路結構框圖。功率直流電源的控制電路采用ST 公司的μpsd3354單片機為核心。控制電路主要完成如下功能：電壓采集、A/D轉換、閉環調節、PWM信號產生，IGBT驅動與保護、鍵盤輸入和輸出電壓顯示等功能?？刂齐娐分饕ǎ簡纹瑱C系統、電壓采集電路、IGBT驅動電路和鍵盤、顯示電路等。系統通過PWM輸出控制功率轉換開關的導通與關斷時間，完成對輸出電壓的穩定控制，通過A/D轉換完成對開關電源輸出電壓的采樣，同時采用電壓閉環控制，開關電源工作時，根據期望值與電壓反饋值的偏差，由單片機實現對PWM占空比進行PID調節。
3.2 IGBT驅動電路設計。為了精確控制開關電路的電壓輸出，本系統采用脈寬調制方式調節開關管的工作狀態。根據電壓控制算法（可采用改進的PID控制算法）設置單片機產生不同占空比的方波信號，經過光電耦合器控制開關器件，調整電路輸出設定的電壓值。要使IGBT正常工作，合適的驅動是至關重要的。驅動電路的任務是將控制電路發出的信號轉換為加在電力電子器件控制端和公共端之間、可以使其開通或關斷的信號。同時驅動電路通常還具有電氣隔離及電力電子器件的保護等功能。
3.3 傳感器輸入通道與A/D轉換。系統通過電壓傳感器采集電壓信號，經過A/D轉換被單片機接收。本系統采用CHV系列霍爾電壓傳感器采集電壓，采用μpsd3354單片機內部的A/D轉換器進行模數轉換，線路連接簡單，精度最大為5mV。基本能滿足控制要求。
3.4 鍵盤和顯示電路。功率直流電源的鍵盤和顯示電路部分都裝在操作面板上，由單片機控制。本系統采用自制4×4矩陣鍵盤，以單片機的PB4～PB7做輸出線，PB0～PB3做輸入線。顯示部分采用動態數碼顯示，以專用的數碼管顯示驅動芯片MAX7219進行驅動。
4 系統軟件設計
系統軟件主要由主程序和中斷服務程序組成，主要用來實現以下功能：鍵盤掃描、數碼顯示、A/D轉換、數字PID調節和PWM波形產生等。鍵盤掃描和數碼顯示這里不作介紹，本設計主要是采用軟件方式來實現功率直流電源的數字控制。
4.1 主程序設計。主流程在完成各種變量和I/O初始化后，可以輸入期望電壓值并存入寄存器，當按下啟動按鈕后，啟動電源系統，這里設定啟動時，使PWM輸出占空比為最小值，即0.1％。啟動后，調用A/D轉換子程序并讀入鍵值，將反饋電壓值與給定電壓值相比較后，調用PID調節運算，更新驅動波形的占空比，然后調用PWM產生子程序輸出PWM信號，并通過顯示子程序顯示輸出電壓。
4.2 A/D轉換部分子程序。直接利用單片機10位ADC口，A/D轉換部分程序比較簡單，程序只要完成如下功能：選擇模擬輸入通道，并預制分頻數；配置控制寄存器ACON；讀取A/D轉換后的數值，返還ADTA0、ADTA1中的數據。
4.3 PID調節子程序。PID調節由單片機來實現，單片機對給定信號與反饋信號相減得到的誤差來計算調整量，用以控制開關的占空比。算法中，做了一點修正，當偏差與積分符號相反時，積分清零。因為若符號相反，說明積分項起了反作用，故把積分項清零。
5 結束語
本系統將開關電源與單片機系統結合起來，設計了一種輸出電壓連續可調的功率開關電源。該電源精度高，電路簡單，操作靈活，具有良好的應用前景。單片機控制直流電源符合電力電子新技術產品向“四化”方向發展的要求，即應用技術的高頻化、硬件結構的模塊化、軟件控制的數字化、產品性能的綠色化。
參考文獻：
[1]PressmanA，開關電源設計二版[M].王志強譯，北京：電子工業出版社，2005.
開關電源的設計方案范文4
關鍵詞:穩壓電源; 交流穩壓電源; 脈沖寬度調制器; 高頻電子變壓器
中圖分類號:TP368.1 文獻標識碼:B
文章編號:1004-373X(2010)10-0204-03
Design of Switch-Mode AC Stabilized Voltage Supply
XU Jin-xing, XU Chang-hua
(Research & Development Center of Electronic Products Equipment Manufacture of Jiangsu Province, Huaian 223003, China)
Abstract:An advanced design of AC stabilized voltage power supply is expounded in this paper. The pulse width modulator (PWM), high-speed electronic switches, high-frequency electronic transformer, and LC filters was adopted to realize the design. In comparison with AC stabilized voltage supply of the traditional thyristor angle modulation mode, this scheme is ofhigher efficiency, smaller size, smaller nonlinear distortion and it is an entirely new design of AC stabilized voltage supply.
Keywords:stabilized voltage supply; AC stabilized voltage supply; PWM; high-frequency electrosic transformer
目前,空間技術、計算機、通信、雷達及家電中的電源逐漸被開關電源所取代?，F在一般應用的串聯調整穩壓電源是連續控制的線性穩壓電源。這種傳統的串聯穩壓器、調整管總是工作在放大區,流過的電流是連續的,這種穩壓器的缺點是承受過載和短路的能力差,效率低,一般只有35%~60%。由于調整管要損耗較大的功率,所以需要采用大功率調整管,并裝有體積很大的散熱器[1]。而開關電源的調整管工作在開關狀態,功率損耗小,效率可達70%~95%,穩壓器的體積小,重量輕,調整管的功率損耗較小,散熱器也隨之減小[2]。此外,開關頻率工作在幾十kHz,可用數值較小的濾波電感、電容元件,故可以大大提高允許的環境溫度。
1 電路組成及工作原理
開關式交流穩壓電源電路框圖如圖1所示。工作原理描述:由三角波發生電路產生150 kHz的三角波,由低頻正弦波產生電路產生50 Hz的正弦波。兩個信號分別同時送到比較器的同相和反相輸入端,在比較器的輸出端將產生矩形波。該矩形波的頻率與150 kHz的三角波相同,該矩形波的脈沖寬度受50 Hz正弦波實時幅度的調制后,隨50 Hz正弦波實時幅度而變化,即已調制矩形波。將其送到高速電子開關中一個輸入端,并經過一級反向器反向,送到高速電子開關的另外一個輸入端。
圖1 開關式交流穩壓電源電路拓撲圖
市電整流濾波獲得的2倍于輸入交流電壓(典型值約為311 V)的直流高電壓送到高速電子開關的電源輸入端。高速電子開關的兩個輸出端由兩個反向的輸入矩形波驅動,從約311 V直流電源取得能量后,分別經過一級短時間常數的LC濾波電路連接到高頻開關變壓器的初級。該LC 濾波電路的作用是使進入高頻開關變壓器初級的矩形波脈沖拐角趨于圓滑,以降低其高頻諧波。高頻開關變壓器的初、次級還起到對市電隔離的作用,高頻開關變壓器的次級獲得交變、拐角圓滑的矩形波電壓,經過多級長時間常數的LC濾波電路,將150 kHz高頻信號濾除,還原出50 Hz正弦波的調制信號,送到負載用于對負載供電[3]。
電壓和電流取樣電路從負載上獲取電壓和電流信號,分別送兩路A/D 轉換器轉換,變成離散的數字信號。一方面用于通過微處理器處理后進行實時顯示;另一方面用于通過微處理器處理后送D/A 轉換器變換為模擬量,經過光電隔離驅動電路來控制正弦波發生器的幅值,又經過比較器、反向器、高速電子開關、LC 濾波、高頻開關變壓器、多級LC 濾波等電路,用于控制負載上電壓或電流的穩定。電壓互感器的作用是從市電中獲得低諧波失真的標準正弦波,經由正弦波產生電路控制其幅值;鍵盤用于輸入準備向負載提供的電壓或電流值。
2 電路設計分析
2.1 可控正弦波產生電路
可控正弦波產生電路的電路圖如圖2所示[2]。
正弦波的來源采用直接從市電的220 V/50 Hz的正弦波,利用電壓互感器變換成較低電壓的50Hz 正弦波(例如5 V)。該正弦波的諧波失真度取決于市電的諧波失真度和互感器的參數,其輸出幅度由D/A 轉換器控制光電耦合器驅動電路實現,D/A轉換器輸出信號控制光電耦合器導通程度,與分壓電阻分壓后產生交流和直流疊加的電壓,經電容隔離直流分量,僅保留交流分量送運算放大器進行若干倍的放大,產生隨D/A信號幅度大小而控制的純凈交流信號量。
圖2 可控正弦波產生電路
D/A控制信號產生的原則是:根據輸出到負載上的電壓或電流配合市電的電壓幅度大小進行綜合運算,由微處理器向D/A 轉換器提供通過綜合運算的數字量,使得提供給負載的輸出電壓(或電流)趨于穩定。
2.2 脈沖寬度調制器
PWM產生電路由正弦波產生電路、三角波產生電路和比較器三個部分組成。三角波加到比較器的反向輸入端,正弦波加到比較器的同向輸入端,比較器輸出端產生受正弦波瞬時幅度而變化的脈沖寬度調制波[4-5]。
圖3是電壓型PWM比較器的工作波形,輸入三角波接在比較器的反向輸入端,可控正弦波信號送至比較器的同相輸入端,經放大后輸出PWM信號。
圖3 PWM工作波形圖
2.3 高速電子開關
高速電子開關電路用于實現將PWM波功率放大,配合高頻電子變壓器和濾波電路,可實現對輸入信號為受某信號參數調制的矩形波,輸出信號為還原出該參數的解調電路[6]。其典型電路圖如圖4所示,是PWM經反相器出來的波形。整個電路由4個場效應管構成的橋式開關電路、高頻開關變壓器、多組LC 濾波電路(圖中只畫出一組L3,C3)組成。
圖4 高速電子開關電路
高頻開關變壓器Tr還兼起市電隔離的作用。電路中,L1,C1 和L2,C2 組成濾波電路,用以使輸入到高頻開關變壓器初級的矩形波拐角變成“緩變”形狀,以使流經變壓器的諧波分量減小,降低干擾。
經過高頻開關變壓器次級感應到的電壓通過L3,C3(實際為多級LC,如三級)的進一步濾波可以將PWM的高頻矩形波濾除,在負載上得到被還原的原調制波的正弦波形,如圖5所示。
圖5 還原出來的波形
圖5中還原出來的調制波實際上是有一定程度的鋸齒波成分,如果用數字存儲示波器存儲波形,然后局部放大觀測可發現,如圖5中顯示了局部放大后的鋸齒形狀,其鋸齒程度反映了信號的失真度,與多級LC濾波器的性能參數有關。
2.4 微處理器
微處理器部分用于實現系統裝置的智能化,微處理器部分包括微處理器芯片、鍵盤、LCD 顯示器、A/D 和D/A 轉換器,且適合于控制的微處理器芯片往往采用單片機,而單片機基本上都包含有I/O 接口電路、ROM,RAM、定時器和中斷系統,因此這些部件基本上都不需要擴展。
軟件部分的設計包括A/D轉換器、D/A轉換器、LCD顯示器、鍵盤系統等功能的子程序,還包含系統監控程序和各種中斷服務程序等[7],其系統監控程序流程圖如圖6所示。
圖6 系統監控程序流程圖
3 結 語
在此介紹的開關式交流穩壓電源是一種較為先進的交流電源設計方案。隨著時代的快速發展,開關電源的集成化與小型化正在變為現實,目前正在研制開發開關與控制電路集成于同一芯片的集成模塊。然而,把功率開關與控制電路,包括反饋電路都集成于同一芯片上,必須解決電氣隔離與熱絕緣的問題,這將是今后的一大研究課題。
參考文獻
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[5]李琪.PWM全橋軟開關直流變換器的研究[D].杭州:浙江大學,2006.
開關電源的設計方案范文5
[關鍵詞]單端反激式 寬范圍 DC/DC變換器
中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2015）13-0293-01
引言
LM5032是美國國家半導體公司推出的業內首個適用于傳統及有源箝位復位電路結構的100V雙通道交錯輸出脈沖寬度調制控制器。本文介紹了一種采用LM5032控制器設計寬范圍輸入（9V～36V），多路輸出（+5V，±12V）的隔離型DC/DC變換器，它大大提高了DC/DC變換器的功率密度，提高了電源模塊的可靠性和穩定性。
1.電路方案設計原理
眾所周知，隔離型DC/DC變換器的典型拓撲結構主要有全橋式、半橋式、推挽式、正激式以及反激式等。其中全橋式和半橋式電路拓撲結構相對復雜，所需元器件較多，主要使用于大功率的開關電源，由于本電源模塊輸出功率為10W，所以全橋式、半橋式和推挽式電路不再本次電路設計方案考慮之中。單端反激式電路結構簡單，變壓器可作為輸出電感，與單端正激式相比，可有效減小產品體積，提高DC/DC模塊的功率密度。因此，根據產品的具體技術指標和外形尺寸綜合考慮，在本電路設計中采用了單端反激式電路拓撲結構，圖1是本電路設計所采用的原理圖。
2.主要技術指標與變壓器參數設計
2.1 主要技術指標如下：
輸入電壓：9V～36V
輸出電壓及電流：+5V/100mA，±12V/200mA
2.2 變壓器參數設計
變壓器選TDK公司的罐形變壓器（直徑Ф=9mm），磁芯有效截面積Ae=0.101cm2，
磁感應強度ΔB=1500GS，Dmax=0.5，開關頻率f=200kHz.
2.2.1 計算原邊繞組流過的峰值電流Ip
2.2.2 原邊繞組的電感值
2.2.3 求Dmin
取14匝
3.DC/DC電源變換器結構設計
DC/DC電源變換器要求高度低（高度不超過8mm），多路輸出（+5V，±12V），對器件的結構，元器件的裝配、輸出紋波、效率都有嚴格的要求，合理設計結構非常重要。
為解決較低的輸出紋波及提高電源的功率密度，本產品采用單層PCB板設計，開關管選用PowerPAK SO-8封裝形式，電阻、電容大部分選用0603封裝的。
通過熱設計，將發熱元件盡可能的均勻分布整個組件中，并將其緊貼在金屬殼體上，產品最終采用導熱性能好的硅橡膠實體灌封，六面體金屬封裝，實現良好的散熱，提高了產品的可靠性。
4.產品達到的性能指標
該型寬范輸入范圍、多路輸出DC/DC變換器達到的技術指標如表1所示。
5.結論
開關電源的設計方案范文6
引言
TOPSwitch是美國功率集成公司（PI）于20世紀90年代中期推出的新型高頻開關電源芯片，是三端離線PWM開關（Three?terminalofflinePWMSwitch）的縮寫。它將開關電源中最重要的兩個部分——PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET集成在一塊芯片上，構成PWM/MOSFET合二為一集成芯片，使外部電路簡化，其工作頻率高達100kHz，交流輸入電壓85～265V，AC/DC轉換效率高達90％。對200W以下的開關電源，采用TOPSwitch作為主功率器件與其他電路相比，體積小、重量輕，自我保護功能齊全，從而降低了開關電源設計的復雜性，是一種簡捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）設計方案。
TOPSwitch系列可在降壓型，升壓型，正激式和反激式等變換電路中使用。但是，在現有的參考文獻以及PI公司提供的設計手冊中，所介紹的都是用TOPSwitch制作單端反激式開關電源的設計方法。反激式變換器一般有兩種工作方式：完全能量轉換（電感電流不連續）和不完全能量轉換（電感電流連續）。這兩種工作方式的小信號傳遞函數是截然不同的，動態分析時要做不同的處理。實際上當變換器輸入電壓在一個較大范圍發生變化，和（或者）負載電流在較大范圍內變化時，必然跨越兩種工作方式，因此，常要求反激式變換器在完全能量和不完全能量轉換方式下都能穩定工作。但是，要求同一個電路能實現從一種工作方式轉變為另一種工作方式，在設計上是較為困難的。而且，作為單片開關電源的核心部件高頻變壓器的設計，由于反激式變換器中的變壓器兼有儲能、限流、隔離的作用，在設計上要比正激式變換器中的高頻變壓器困難，對于初學者來說很難掌握。筆者采用TOP225Y設計了一種單端正激式開關電源電路，實驗證明該電路是切實可行的。下面介紹其工作原理與設計方法，以供探討。
1 TOPSwitch系列應用于單端正激變換器中存在的問題
TOPSwitch的交流輸入電壓范圍為85～265V，最大電壓應力≤700V，這個耐壓值對于輸入最大直流電壓Vmax=265×1.4=371V是足夠的,但應用在一般的單端正激變換器中卻存在問題。
圖1是典型的單端正激變換器電路，設計時通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激變換器工作過程,TOPSwitch關斷期間，變壓器初級的勵磁能量通過NS，D1，E續流（泄放）。此時，TOPSwitch承受的最大電壓為
VDSmax≥2E=2Vmax=742V （1）
大于TOPSwitch所能承受的最大電壓應力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激變換器中使用。
2 TOPSwitch在單端正激變換器中的應用
由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型單端正激變換器中應用的關鍵問題，是其在關斷期間所承受的電壓應力超過了允許值，如果能降低關斷期間的電壓應力，使它小于700V，則TOPSwitch仍可在單端正激變換器中應用。
2.1 電路結構及工作原理
本文提出的TOPSwitch的單端正激變換器拓撲結構如圖1所示。它與典型的單端正激變換器電路結構完全相同,只是變壓器的去磁繞組的匝數為初級繞組匝數的2倍,即NS=2NP。
TOPSwitch關斷時的等效電路如圖2所示。
若NS與NP是緊耦合，則，即
VNP=1/2VNS=1/2E （2）
VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371
=556.5V<700V （3）
2.2最大工作占空比分析
按NP繞組每個開關周期正負V·s平衡原理，有
VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T] （4）
式中：VNPon為TOPSwitch開通時變壓器初級電壓，VNPon=E；
VNPoff為TOPSwitch關斷時變壓器初級電壓，VNPoff=（1/2）E。
解式（4）得
Dmax=1/3 （5）
為保險，取Dmax≤30％
2.3去磁繞組電流分析
改變了去磁繞組與初級繞組的匝比后，變壓器初級繞組仍應該滿足A·s平衡，初級繞組最大勵磁電流為
im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT （6）
式中：Lm為初級繞組勵磁電感。
當im(t)=Ism時，B=Bmax，H=Hmax，則去磁電流最大值為
Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm (7)
式中：lc為磁路長度；
Ipm為初級電流的峰值。
根據圖2（b）去磁電流的波形可以得到去磁電流的平均值和去磁電流的有效值Is分別為
下面討論當NP=NS，Dmax=0.5與NP=NS，Dmax=0.3時的去磁電流的平均值和有效值。設上述兩種情況下的Hmax或Bmax相等，即兩種情況下勵磁繞組的安匝數相等，則有
Im1NP1=Im2NP2 （10）
式中：NP1為Dmax=0.5時的勵磁繞組匝數；
NP2為Dmax=0.3時的勵磁繞組匝數；
設Lm1及Lm2分別為Dmax=0.5和Dmax=0.3時的初級繞組勵磁電感，則有
Im1=E/Lm1×0.5T為Dmax=0.5時的初級勵磁電流；
Im2=E/Lm2×0.3T為Dmax=0.3時的初級勵磁電流。
由式（10）及Lm1，Lm2分別與NP12，NP22成正比，可得兩種情況下的勵磁繞組匝數之比為
(NP1)/(NP2)=0.5/0.3
及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5 (12)
當NS1=NP1時和NS2=2NP2時去磁電流最大值分別為
Ism1=Im1=Im （13）
Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im （14）
將式（10）～（14）有關參數代入式（8）～（9）可得到，當Dmax=0.5時和Dmax=0.3時的去磁電流平均值及與有效值Is1及Is2分別為
Is1=1/4Im ImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）
Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）
從計算結果可知，采用NS=2NP設計的去磁繞組的電流平均值或有效值要大于NS=NP設計的去磁繞組的電流值。因此，在選擇去磁繞組的線徑時要注意。
3 高頻變壓器設計
由于外圍電路元件少,該電源設計的關鍵是高頻變壓器,下面給出其設計方法。
3.1 磁芯的選擇
按照輸出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高頻變壓器考慮6％的余量，則輸出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根據輸出功率選擇磁芯，實際選取能輸出25W功率的磁芯，根據有關設計手冊選用EI25，查表可得該磁芯的有效截面積Ae=0.42cm2。
3.2 工作磁感應強度ΔB的選擇
ΔB=0.5BS，BS為磁芯的飽和磁感應強度，由于鐵氧體的BS為0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。
3.3 初級繞組匝數NP的選取
選開關頻率f=100kHz（T=10μs），按交流輸入電壓為最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3計算則
取NP=53匝。
3.4 去磁繞組匝數NS的選取
取NS=2NP=106匝。
3.5 次級匝數NT的選取
輸出電壓要考慮整流二極管及繞組的壓降，設輸出電流為2A時的線路壓降為7％，則空載輸出電壓VO0≈16V。
取NT=24匝。
3.6 偏置繞組匝數NB的選取
取偏置電壓為9V，根據變壓器次級伏匝數相等的原則，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。
3.7 TOPSwitch電流額定值ICN的選取
平均輸入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax時的輸入功率應為平均輸入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，則IC=0.85A，為了可靠并考慮調整電感量時電流不可避免的失控，實際選擇的TOPSwitch電流額定值至少是兩倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我們選擇ILIMIT=2A的TOP225Y。
4 實驗指標及主要波形
輸入AC220V，頻率50Hz，輸出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作頻率100kHz，圖3及圖4是實驗中的主要波形。
圖3中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是輸入直流電壓E波形，由圖可知VDS=1.5E；圖4中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是去磁繞組電流is波形，實驗結果與理論分析是完全吻合的。
