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開關電源設計范文1
【關鍵詞】電力儀表開關電源TOP260EN
中圖分類號：F407.61 文獻標識碼：A 文章編號：
隨著電力儀表測量精度的不斷提高以及體積越來越小，傳統的線性電源雖然設計簡單方便，使用的器件較少，紋波能滿足儀表設計的要求，但是要求輸出功能變大時，變壓器的體積是很多工程師棘手的問題，而且成本也隨之增加。開關電源體積小、寬輸入電壓，而且使用合適的元器件，合理的PCB布線，同樣也能輸出較好的紋波，價格上也可以接近線性電源，甚至更低。本文基于TOP260EN對電力儀表的開關進行了簡單的設計。
一、TOPSw itch-HX系列芯片介紹
1、芯片性能特點
TOPSwitch-HX系列芯片是美國Power Integrations公司最新推出的一組開關電源集成芯片。它將高壓功率MOSFET、PWM控制器、故障保護電路以及其他控制電路集成到單個CMOS芯片中，具備過壓、欠壓、過流、過熱保護、遠程控制等眾多功能。它廣泛地應用于中小功率開關電源中，使電源損耗更少、電磁干擾更少、體積更小、效率更高、可靠性更高。TOPSwitch-HX系列產品具有以下顯著特點：
(1)將脈寬調制(PWM)控制系統的全部功能集成到三端芯片中，內含脈寬調制器、功率開關場效應管(MOS- FET)、自動偏置電路、保護電路、高壓啟動電路和環路補償電路，通過高頻變壓器使輸出端與電網完全隔離，真正實現了無工頻變壓器、隔離式開關電源的單片集成化，使用安全可靠。
(2)采用漏極開路輸出，并利用控制極反饋電流IC來線性調節占空比實現AC/DC變換的，即屬于電流控制型單片開關電源。
(3)輸入交流電壓和頻率的范圍極寬。作固定電壓輸入時，可選110V/115V/230V交流電，允許變化±15%。在寬電壓范圍輸入時，適配85~265V交流電，但輸出功率峰值POM要比前者降低40%。
(4)它只有三個引出端，能以最簡方式構成無工頻變壓器的單端反激式開關電源。開關頻率的典型值為100 kHz，允許范圍是90 k~110 kHz，占空比調節范圍是1.7%~67%。
(5)電路簡單，電磁干擾小，成本低廉。由于芯片本身功耗很低，電源效率可達80%左右，最高可達90%
2、芯片內部結構圖和引腳功能
TOPSwitch-HX封裝主要分為Y封裝、E封裝、L封裝、M封裝、P和G封裝?，F以圖1(a)所示的E封裝內部結構圖來說明TOPSwitch-HX系列芯片的結構特點，其主要由以下幾部分組成： (1)控制電壓源；(2)帶隙基準電壓源；(3)頻率抖動振蕩器；(4)并聯調整器/誤差放大器；(5)脈寬調制器(含PWM調制器和觸發器)；(6)過電流比較器；(7)門驅動級和輸出級；(8)具有滯后特性的過熱保護電路；(9)關斷/自動重啟動電路；(10)高壓電流源；(11)軟啟動電路；(12)輸入過壓、欠壓檢測及保護電路；(13)電流極限調節器；(14)線路檢測器；(15)線路檢測端和極限電流設定端的內部電路；(16)停止邏輯；(17)開啟電壓為1V的電壓比較器。
（a）內部結構圖
（b）引腳排列圖
圖1TOPSwitch-HX E型封裝的內部結構圖和引腳排列圖
本次設計選用E封裝的TOPSwitch-HX芯片，其
引腳排列如圖1(b)所示，引腳功能如下。
漏極引腳(D)：MOSFET漏極引腳，通過內部高壓電流源為內部電路提供啟動偏置電流。
控制引腳(C)：誤差放大器及反饋電流的輸入腳，與內部并聯調整器相連接，可控制占空比。
極限電流設定端引腳(X)：用于對外部電流設定調整，在此端接上不同的電阻，可使開關電流設定為不同的數值。連接至源極引腳(S)則禁用此引腳的所有功能。
電壓監測引腳(V)：是過壓(OV)、欠壓(UV)、降低DCMAX的線電壓前饋、輸出過壓保護(OVP)、遠程開/關和器件重置的輸入引腳。連接至源極(S)引腳則禁用此引腳的所有功能。
源極引腳(S)：源極連接點，用于高壓功率的回路。它也是初級控制電路的公共點及參考點。頻率引腳(F)：用于選擇開關頻率的輸入引腳，如果連接到源極(S)引腳則開關頻率為132kHz，連接到控制引腳(C)則開關頻率為66kHz。
二、輔助電源的設計
1、設計要求
超聲波發生器對輔助電源的要求是：可靠、穩定、小型、高效率；交流輸入電壓為85~265VAC；適應負載在較大范圍變化；自保護功能齊全。設計技術指標如下，輸入電壓： 85~265V AC(50Hz)；輸出電壓和電流： 3路共地， 20V/2A， 12V/1A， 5V/1A； 1路獨立地5V/1A；輸出電壓紋波：≤1%；電源效率η：≥75%；電壓調整率SV：±1%；負載調整率SI：±1%。
2、電路設計及工作原理
(1)開關電源集成芯片的選取
由設計要求，可確定電源工作方式為反激式，可計算出電源輸出總功率P為62W(P=20×2+12×1+5×1×2=62W)?？紤]到設計時需要留有一定裕量，為此可選用TOP260EN芯片，其最大輸出功率為93W(適配器模式)。以TOP260EN為核心設計的輔助電源如圖2所示。
圖2輔助電源原理圖
(2) EMI濾波電路與輸入整流濾波電路設計
電容C1、C6和電感L1、L2組成EMI濾波電路，其中C6能濾除變壓器一次、二次繞組耦合電容產生的共模干擾。橋塊BR1和電容C2、C4組成一次整流濾波電路，其中C4為開關電源提供去耦，從而降低差模干擾，C2可確保低紋波直流電流進入反激式轉換器級，C2的容量可依照經驗來取值，可取容量為120μF、耐壓為400V的電解電容。
(3) TOP260EN電路的設計
為了減小變壓器和電源的體積，將引腳(F)與引腳(S)短接，使TOP260EN工作在開關頻率為132kHz的全頻方式。電阻R5、R6和R7用來限制功率，保證在輸入電壓波動時維持相對恒定的過載功率。將引腳(V)與直流電壓輸入端之間接入線電壓檢測電阻R(R=R3+R4)，可為TOP260EN提供線電壓前饋信號，一方面保證在直流輸入電壓下降到100V時，輸出沒有干擾，實現欠壓檢測功能；另一方面保證在直流輸入電壓升至450V以上且電壓恢復正常值以前時，使TOP260EN停止工作，防止器件損壞，實現過壓檢測功能。線電壓檢測電阻R可由式(1)和式(2)確定為4MΩ。
UUV=IUVR （1）
UOV=IOVR （2）
式中：UUV、UOV、IUV、IOV分別為TOP260EN的欠壓、過壓、欠壓電流、過壓電流，其數值分別為100V、450V、25μA、112.5μA。
為了吸收TOP260EN關斷時高頻變壓器一次繞組漏感產生的尖峰電壓，以保護MOSFET不受損壞，設計了一個由R8、R9、C5、VR1、D1構成的高效率箝位電路，使漏感中的能量大部分消耗在R8、R9上；同時，通過VR1可將電壓箝位在限定范圍內，使電源在開啟和過載情況下均能滿足要求。VR1選用箝位電壓為180V的瞬態電壓抑制器，D1選用反向耐壓為600V的超快恢復二極管。
(4)變壓器設計
高頻變壓器是開關電源的核心元件，在電路中兼有能量轉換、電壓變換、限流和隔離作用，是整個設計中的難點和關鍵。在設計和制作時，對磁芯材料的選擇、磁芯與線圈的結構、繞制工藝等都要有周密考慮。為了合理選擇變壓器的磁芯，確定初級、次級線圈的線徑、匝數及氣隙等參數，本設計選用開關電源專用設計軟件PI-Expert來計算變壓器參數。磁芯選擇：磁芯材料NC-2H，磁芯類型EE35，相關參BW=15.70mm，ML=0mm，MR=0mm，AE=101.40mm2，ALG=324nH/T2，BM=219mT，BP=303mT，BAC=56mT；氣隙：LG=0.379mm；初級線圈電感量LP=230μH，初級匝數NP為27. 3匝(實際取28匝)，初級線徑為AWG25(0.45mm)，2股并繞，初級漏感LL為6.3μH；反饋繞組匝數NB為6匝，反饋繞組線徑為AWG25(0.45mm)，2股并繞；次級20V/2A繞組匝數為3匝，線徑為AWG25(0.45mm)，2股并繞；次級12V/1A繞組匝數為2匝，線徑為AWG25(0.45mm)，3股并繞； 5V/1A繞組匝數為2匝，線徑為AWG25(0.45mm)， 4股并繞；5V/1A繞組匝數為2匝，線徑為AWG25(0.45mm)。軟件給出的參數都是經過一定優化得到的，故實際設計中優先選用這些推薦參數，實踐證明這樣做是合理且高效的。
(5)輸出整流濾波電路的設計
高頻變壓器的二次側輸出電壓經二極管D2~D5整流后，由電解電容C13~C16濾波，再經電感L3~L6低通濾波后送給電解電容C17~C20，進一步降低直流電壓的交流紋波后向負載輸出。設計時，要選用等效串聯電阻很小的輸出濾波電容，以避免因電容損耗增大而引起的電源可靠性降低。
(6)反饋控制電路的設計
電源能否穩定地工作在額定范圍內，反饋控制電路的設計是很重要的。設計中，對于精度要求較高的5V輸出，采用線性光耦LTY817C和三端精密穩壓器LM431等元件組成電氣隔離式反饋電路，其工作原理是：變壓器次級偏置繞組的輸出電壓經過D6、C11整流濾波后給LTY817C中的接收管U2B提供偏置電壓，5V輸出經電阻分壓器R17、R18獲得取樣電壓，與LM431中的2.5V基準電壓相比較后產生誤差電壓，使LTY817C中發光二極管的工作電流產生相應變化，再通過LTY817C隔離放大去改變控制引腳(C)的電流，從而調節TOP260EN的輸出占空比，達到輸出5V電壓穩定的目的。其中R16為限流電阻，推薦值R16=100Ω；電阻分壓器R18典型值為10kΩ，R17阻值可根據式(4)確定為10kΩ。
R17=10×(5-2.5) /2.5(kΩ)(4)
C8為控制端的旁路電容；C9與R15一起構成尖峰電壓濾波器，使偏置電壓在負載較重時能保持恒定；C21為軟啟動電容； C22和R19構成控制回路的補償元件；另外，本設計還通過VR2、R12、D7、VR3、R20、U3、R13、D8等器件實現可選次級側過壓保護功能。如果某元件出現故障而導致反饋環路開環，偏置繞組電壓將會上升，此時VR2將擊穿并通過R12、D7觸發引腳(V)而啟動過壓保護；同時，輸出端的電壓過高將導致VR3擊穿，并使流經R20和U3A中電流增加，進而使U3B中的電流產生相應變化并經R13和D7觸發引腳(V)而啟動過壓保護。
結束語
本文采用TOP260EN研制了一款單片開關電源，論文給出了電路各部分的詳細設計方法，并進行了參數計算，通過實測結果分析，驗證了理論的可行性，并且產品作為輔助電源應用于某項目中，取得了很好的效果。
參考文獻
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開關電源設計范文2
關鍵詞： 星載電源； 多路輸出開關電源； 小型化設計； 電路設計
中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）20?0145?03
Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter
ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo
（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）
Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.
Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design
隨著我國航天事業的發展，衛星有效載荷的數量和種類越來越多，勢必要求與之相配套的開關電源的體積和重量進一步減小。因此，開關電源的小型化設計成為目前星載開關電源研究的一個熱門課題。眾所周知，開關電源的小型化可以從優化電路設計和采用新工藝兩個方面入手，例如采用混合厚膜工藝可以大幅度地減小電源的體積和重量，但國產混合厚膜開關電源在航天領域目前還處在推廣中，主要是其抗輻照性能對于高軌長壽命衛星來說存在著一定的局限性。因此，采用表貼工藝的開關電源在航天領域依然具備廣闊的市場。這就要求必須在電路設計上進行優化，以滿足星載開關電源小型化的要求。本文介紹一種多路輸出開關電源，它采用不同拓撲組合的方式，能夠滿足星上大部分中小功率設備的供電需求。
1 星載多路輸出開關電源的幾種設計方案
1.1 單端反激式多路輸出開關電源
圖1所示單端反激式多路輸出開關電源的設計思路是：考慮到星載開關電源的磁隔離要求，采取前級自持預穩壓，后級各路輸出進行二次穩壓的方式。反激式拓撲的特點是電路結構簡單，易于實現多路輸出。如果不采用二次穩壓，次級各路輸出的電壓和負載穩定度不會優于±3%，很難滿足星上大部分用電設備的需求，因此，常常會在輸出端進行二次穩壓。常用的方法是采用三端穩壓器進行二次穩壓，這樣輸出各路電壓穩定度優于±1%，能夠滿足星上用電設備的需求，采用三端穩壓器進行二次穩壓的另一個優點是如果用電設備對低頻干擾比較敏感，那么輸出后級采用三端穩壓器進行二次穩壓還能有效隔離輸入端引入的低頻干擾，保證用電設備正常工作[1]。但是單端反激式多路輸出開關電源同樣有它的局限性，如果其中某一路輸出電流比較大，后級采用三端穩壓器進行二次穩壓會造成很大的功耗，從而降低了電源的轉換效率，進而影響了電源的工作壽命。
1.2 單端正激式多路輸出開關電源
圖2所示單端正激式多路輸出開關電源的設計思路是：主路輸出采用閉環直接反饋控制，輔輸出采用磁鏈耦合技術以改善輔路輸出的電壓和負載穩定度。設計上一般主路輸出功率比較大，輔路輸出功率相對比較小，即便如此輔路輸出的電壓和負載穩定度也不會優于±5%，而且輔路輸出的功率越大，輔路輸出的穩定度也越差。這種方案一般設計成3路電源，路數再多輔路輸出的穩定度就無法接受了?？傮w上單端正激式多路輸出開關電源輔路輸出負載和電壓穩定度要比單端反激式多路輸出開關電源各路輸出負載和電壓穩定度差。
圖1 單端反激式多路輸出
圖2 單端正激式多路輸出開關電源
1.3 單端反激和單端正激相結合的多路輸出開關電源
從圖3可以看出電源由反激拓撲和正激拓撲組成，考慮到電源小型化的需求，電源共用一個消浪涌電路和輸入濾波電路。反激電路組成三路小電流輸出，后級各路輸出通過三端穩壓器進行進一步穩壓，反激主變壓器上繞制的兩個輔助繞組的輸出電壓給正激電路的PWM芯片供電，由于反激電路采取了前級預穩壓，同時給PWM芯片供電的負載電流比較?。ㄐ∮?00 mA）。因此反激主變壓器上的兩個輔助繞組給PWM芯片的供電電壓非常穩定，能夠滿足在不同條件下PWM芯片的供電要求。這種方案既滿足了星用開關電源的磁隔離要求，又避免了方案（1）中大負載電流下使用三端穩壓器進行二次穩壓造成的功耗過大的問題，同時也解決了方案（2）中的輔路輸出穩定度不高的問題。最大的優點是這種方案不受路數上的限制，設計上可以把小電流各路全部在單端反激中輸出，大電流各路從單端正激中輸出。本文設計了一款五路輸出電源，其中18.5 V，±14.5 V負載電流小于1 A從三路反激電源中出；7.5 V，5.5 V負載電流比較大從正激電源中出，它們的PWM芯片供電電壓都是從三路反激電源的輔助繞組中輸出的。
2 關鍵電路參數設計
技術指標如下：輸入電壓為DC 25～33 V；開關頻率為200 kHz；最大占空比為0.5；輸出電壓/電流為18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；轉換效率≥78%。
圖3 單端反激和正激相結合的多路輸出開關電源
2.1 變壓器的設計
電源涉及反激電路和正激電路變壓器的設計，反激變換器的特點是當主功率開關管導通時變壓器原邊電感存儲能量，負載的能量從輸出濾波電路的電容處得到；而當關斷時，變壓器原邊電感的能量將會傳送到副邊負載和它的濾波電容處，以補償濾波電容在開關導通狀態下消耗的能量[6]。具體設計如下：由于鐵氧體材料有很好的儲能和抑制信號傳輸過程中的尖峰和振鈴作用，因此采用這種材料作為變壓器磁芯是最好的選擇之一。綜合考慮反激電源的額定功率，轉換效率以及磁芯的窗口利用率，選擇RM8作為反激電源變壓器的磁芯。初級線圈的峰值電流為：
[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）
式中：[Uimin]為變壓器初級輸入的最小直流電壓；T為開關電源周期；[Tonmax]為開關管導通時間；[Po]為輸出功率；η為變換效率。
初級線圈的電感為：
[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）
初級繞組的匝數為：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）
式中：[Sc]為磁芯有效截面積；[ΔB]為磁芯工作磁感應強度。
初次級繞組匝數比為：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）
式中：[UD]為輸出整流二極管，[Us]為次級輸出電壓。
次級繞組匝數為：
[n12=NpNs] （5）
變壓器氣隙為：
[Ig=μrN2pScLp] （6）
式中：[Ig]的單位為mm；[μr]=4π，[Sc]的單位為mm2；[Lp]的單位為mH。按照式（1）～式（6）計算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝數為9匝；±14.5 V時匝數為7匝。給PWM芯片供電的兩個輔助繞組的匝數為6匝，變壓器氣隙為0.24 mm。
正激電路變壓器的設計同樣需要綜合考慮電源的額定功率，轉換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V選擇RM6作為變壓器磁芯，5.5 V選擇RM8作為變壓器磁芯。初級繞組匝數為：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）
式中：[Tonmax]的單位為s，[ΔB]的單位為T，[Sc]的單位為cm2。
次級繞組匝數為：
[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）
式中[Dmax]為最大占空比。
按照式（7）～（8）計算得：7.5 V輸出[Np]為13匝，[Ns]為10匝；5.5 V輸出[Np]為8匝，[Ns]為5匝。變壓器導線電流密度取7～8 A/mm2。
2.2 輸出濾波電路的設計
反激變換器由于其主變壓器初級充當了儲能電感的作用，因此其輸出各路可以不要差模電感，考慮到EMC的需要，可在輸出各路增加一個共模電感，反激變換器的輸出電容可由式（9）算出。
[C≥5TsU08UoppR] （9）
式中：[Ts]為電源周期；[U0]為電源各路額定電壓；[Uopp]為輸出紋波電壓，[R]為負載電阻，工程實際中還需要考慮電源的ESR值。
按照式（9）計算得：18.5 V輸出[C≥]21 μF，14.5 V輸出[C≥]19 μF，-14.5 V輸出[C≥]7 μF。正激變換器輸出差模電感工作在連續狀態其輸出紋波電壓小，工作在非連續狀態其輸出紋波電壓大。設計上一般將額定輸出電流的設定為電感連續和非連續工作狀態的臨界點，得到輸出差模電感的計算公式為：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）
按照式（10）計算得：7.5 V輸出[L0]=57 μH，5.5 V輸出[L0]=20 μH。按照式（9）計算得各路輸出濾波電容：7.5 V輸出[C≥]169 μF，5.5 V輸出[C≥]365 μF。
2.3 關鍵點波形和數據
表1列出了反激電路兩個輔助繞組給正激電路PWM芯片供電的電壓在不同輸入電壓負載一定下的電壓值，表2列出了輸入電壓一定負載變化下的電壓值。
表1 不同輸入電壓負載一定下的電壓值 V
表2 輸入電壓一定負載變化下的電壓值 V
圖4 額定輸入下反激電路主開關管漏源波形
圖5 額定輸入下7.5 V正激電路主開關管漏源波形
3 結 論
本文介紹了一種新型的星用多路輸出開關電源，不僅有效地解決了傳統星用開關電源的一些弊病，同時在電源的小型化設計上具備一定的優勢，在星用開關電源的應用上具備廣闊的前景。
圖6 額定輸入下5.5 V正激電路主開關管漏源波形
參考文獻
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開關電源設計范文3
關鍵詞： 準諧振； 反激； CRM； DCM； FFM； UCC28600
中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）21?0148?04
準諧振轉換是十分成熟的技術，廣泛用于消費產品的電源設計中。新型的綠色電源系列控制器實現低至150 mW的典型超低待機功耗。本文將闡述準諧振反激式轉換器是如何提高電源效率以及如何用UCC28600設計準諧振電源。
1 常規的硬開關反激電路
圖1所示為常規的硬開關反激式轉換器電路。這種不連續模式反激式轉換器 （DCM）一個工作周期分為三個工作區間：（[t0～][t1]）為變壓器向負載提供能量階段，此時輸出二極管導通，變壓器初級的電流通過Np：Ns的耦合流向輸出負載，逐漸減??；MOSFET電壓由三部分疊加而成：輸入直流電壓[VDC、]輸出反射電壓[VFB、]漏感電壓[VLK。]到[t1]時刻，輸出二極管電流減小到0，此時變壓器的初級電感和和寄生電容構成一個弱阻尼的諧振電路，周期為2π[LC]。在停滯區間（[t1～][t2]），寄生電容上的電壓會隨振蕩而變化，但始終具有相當大的數值。當下一個周期[t2]節點，MOSFET 導通時間開始時，寄生電容 （[COSS]和[CW]）上電荷會通過MOSFET放電，產生很大的電流尖峰。由于這個電流出現時MOSFET存在一個很大的電壓，該電流尖峰因此會做成開關損耗。此外，電流尖峰含有大量的諧波含量，從而產生EMI。
2 準諧振反激式設計的實現
利用檢測電路來有效地“感測”MOSFET漏源電壓（[VDS]）的第一個最小值或谷值，并僅在這時啟動MOSFET導通時間，由于寄生電容被充電到最低電壓，導通的電流尖峰將會最小化。這情況常被稱為谷值開關 （Valley Switching） 或準諧振開關。這種電源是由輸入電壓/負載條件決定的可變頻率系統。換言之，調節是通過改變電源的工作頻率來進行，不管當時負載或輸入電壓是多少，MOSFET始終保持在谷底的時候導通。這類型的工作介于連續 （CCM） 和不連續條件模式 （DCM） 之間。因此，以這種模式工作的轉換器被稱作在臨界電流模式 （CRM） 下工作。臨界模式下MOSFET漏源電壓如圖2所示。
在反激式電源設計中采用準諧振開關方案有著許多優點：
（1）降低導通損耗
由于MOSFET導通具有最小的漏源電壓，故可以減小導通電流尖峰。減輕了MOSFET的壓力，降低器件的溫度。
（2）降低輸出二極管反向恢復損耗
由于二次側的整流管零電流關斷，反向恢復損耗降低，從而提高電源整體效率。
（3）減少EMI
導通電流尖峰的減小以及在準諧振過程中存在頻率抖動， 將會減小EMI 噪聲，這就減少EMI濾波器的使用數量，從而降低電源成本。
3 基于UCC28600控制器的鎢燈電源的設計
3.1 UCC28600控制器的主要特性
UCC28600控制器的主要特性有先進的綠色模式控制方式；低EMI及低損耗（谷底開關）的準諧振控制方式；空載損耗小于150 mW（低待機電流）；低啟動電流（最大 25 μA）；可編程過壓保護（輸入電壓和輸出電壓）；內置過溫保護，溫度回復后可自動重啟；限流保護：逐周期限功率，過電流打嗝式重啟；可編程軟啟動；集成綠色狀態腳（PFC使能端）。
3.2 UCC28600工作原理
UCC28600內部集成了UVLO比較器，高頻振蕩器，準諧振控制器和軟起動控制器，待機模式跳脈沖比較器，輸入和輸出過電壓保護。其內部結構圖如圖3所示。
（1）UVLO比較器
UCC28600的[VDD]電壓在13 V起動，在低于8 V時關閉， 有5 V的滯差電壓， 可以提高UCC28600工作的穩定性。
（2）內部振蕩器
UCC28600內部集成了一個40～130 kHz的振蕩器。
（3）準諧振控制器和軟起動控制器
UCC28600采用準諧振的開關變換器以提高轉換效率，利用變壓器的勵磁磁通，在開關關斷期間，檢測變壓器繞組的輸出電壓，如果電壓偏低及處于振蕩的波谷時，可以確認該時刻變壓器勵磁磁通耗盡，可以開啟下一周期。該準諧振模式可分為臨界導通模式（CRM）和不連續導通模式（DCM）以及頻率調制模式（FFM）。
（4）待機模式和跳脈沖比較器
當功率繼續減小，UCC28600進入待機模式；頻率調制模式（FFM）頻率下降到40 kHz，不再減??；當FB小于0.6 V時，開關脈沖輸出關斷，當FB大于0.7 V時，開關脈沖正常輸出，從而得到跳脈沖模式的待機工作狀態。
（5）輸入和輸出過電壓保護
OVP引腳為過電壓（線電壓和負載電壓）輸入腳以及諧振開通的響應腳，此腳通過變壓器初級偏置線圈來偵測輸入過壓，負載過壓及諧振條件，其過壓點可通過與此腳相連的電阻來靈活調節。
3.3 鎢燈電源的技術指標
輸入電壓：95～260 V AC 50/60 Hz；輸出電壓：5 V；輸出電流：4.3 A；可遙控關閉電源輸出。
3.4 電源設計過程
鎢燈電源電路圖如圖4所示，交流電源從左上角輸入，經輸入電源濾波器、整流橋、高壓電容，轉為約130～360 V的直流高壓。[N14、][V30]組成高壓側主電路，將直流高壓斬波為脈沖電壓，通過變壓器耦合，經[V12]整流輸出，輸出電容濾波為直流電壓。
3.4.1 啟動電路
由于UCC28600的啟動電流非常小，典型值為12 μA，可以大大降低啟動電阻的功耗，因而啟動電阻由三個300 kΩ的貼片電阻串聯而成。但由于[VDD]引腳需要一個足夠的儲能電容防止在工作時出現打嗝現象，帶來的一個問題是[VDD]啟動時電壓上升過慢，電源啟動時間過長。解決方法是[VDD]引腳采用小電容，反供繞組采用大電容，兩者之間用[V34]（1N4148）隔離。
3.4.2 遙控電路
遙控電路用光耦TLP181安全隔離，當遙控信號輸入CTL端加電流信號時，光耦輸出端導通，通過[V33]將UCC28600的SS引腳拉低，關閉MOSFET的驅動信號；通過[R32]將[VDD]電壓拉低，低于UCC28600的啟動電壓，避免芯片一直處于重啟過程。
3.4.3 反饋電路
采用TL431采樣輸出端電壓，通過光耦TLP181隔離后反饋到芯片的輸入端。TL431的基準電壓為2.495 V，通過[R84、][R85]的分壓，將輸出電壓設定在11.5 V。由于負載為固定鎢燈電源，所以不用考慮電源的瞬態相應，故TL431的補償電容采用簡單的Ⅰ類補償，電路簡單，穩定可靠。
3.4.4 變壓器設計
設在最大負載時，UCC28600工作在準諧振模式，其最大占空比發生在最低輸入電壓時，在固定輸入電壓和輸入功率的情況下：
初級繞組采用2×0.35漆包線，次級采用125 μm銅箔，采用三明治繞法，磁芯中心柱開氣隙，使ALG為275 nH/T2。
3.5 測試數據
3.5.1 電源轉換效率
電源在不同輸入輸出條件下效率如圖5所示。
3.5.2 不同狀態下的開關管波形
電源在不同狀態下的開關管波形如圖6所示。
由圖6可以看出，當輸出負載很小時，電源是工作于跳脈沖模式，這樣可以降低開關損耗，提高輕載電源效率；隨著負載加大，電源開始進入頻率調制工作模式。在滿載且輸入電壓較高時，電源工作于頻率較高的準諧振模式；如果輸入電壓較低時，工作模式不變，但開關頻率降低，維持開關管在波形谷底導通。
4 結 語
實踐證明，基于UCC28600的準諧振反激式開關電源具有輸入電壓范圍寬、輸出電壓精度高、高轉換效率、低待機功耗等特點。本電源應用于鎢燈電源中，最高效率達到86%，收到了良好效果。
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開關電源設計范文4
【關鍵詞】開關電源；無源功率；因數校正；優化設計
中圖分類號：S611文獻標識碼： A
1.前言
我國早在2002年就開始在全國范圍內實行中國強制認證要求，即所謂的3C認證，3C認證有如下的要求：第一，要采用更加嚴格的電磁兼容（EMC）的要求標準，并型號提供電磁兼容性能簡要報告以及相關的文件；第二，對諧波電流的限定和控制的強度需要加強，其實際過程中是添加了PFC（功率因數校正）電路。采取二極管整流、電容濾波的非線性是電路計算機開關電源的原理，它具有輸入功率比較低，很強的諧波電流的特點和優勢，從而可以用PFC電路來提高功率的因數，對諧波起到一定阻礙效果。這也就意味著功率因數的高低及其諧波電流失真狀況是影響計算機電源的一個非常重要的因素。
2.功率因數的校正
根據我們所能掌握的情況來說，PFC（功率因數校正）分為無源PFC和有源PFC兩種模式。
如圖1所示，便是無源PFC電路的典型代表。
圖1 無源PFC電路的運用代表圖
事實上，為了防止開關電源的電磁干擾通過進線干擾開關電源外的其它電路或設備，通常會將電感接在整流器的前面，正如下圖2所示，這樣的改進消除了無源PFC電路中的電感的直流分量，可以防止電感鐵芯飽和的情況發生。
應用無源PFC的優勢表現在很多方面：方法簡略、靠得住，不用進行控制，而且還能夠使得輸入的電流的總諧波含量和基波比下降到30%以內，輸入電流的總諧波的含量及其3、5、7等奇次諧波可以獲得很好的改善，功率因數也可以獲得很好的提升。由于在電路中應用了串聯電感補償的方法，這樣就會在必然程度上降低了成本。
圖2 改進型的無源PFC電路
當然，從辨證的角度出發客觀的研究無源PFC電路，也不難發現它也具有一些缺點，由于它增加了無源的元件，所以體積就會變得很大而且也會比較的笨重，導致校正之后的功率因數也不是非常的高，一般為0.8左右，并且還會釋放大量的熱，也有可能引發工頻共振和噪聲。
有源PFC和無源PFC相比，有源的PFC主要是使用了全控開關器件構成的開關電路，這樣來使輸入電流的波形跟隨電壓波形變化，從而能使電流和電壓達到同相的目標。
使用有源PFC電路的開關電源的優勢主要表現在兩個方面，其一，能夠使得總諧波的含量下降到5%以內，而功率因數則會跨越0.99，而且還能把開關電源輸入電壓的區域擴大為全域電壓。其二，它還具有穩定性好、振動和噪聲比較小的好處。
有源PFC技術的采用是可以很好的降低諧波的含量、增大功率的因數的，如此就滿足了諧波含量的要求。但是，由于電路和控制都是比較復雜的，因而會產生較高的成本費用，并且開關器件的高速開關會導致電路開關的耗損增大，這樣效率就會比無源PFC電路的效率低一些。
3.無源的PFC的工作原理
假設電源電壓是正弦波，它的表達式可以表示為es=Essint；假設非線性負載從交流電源汲取的電路是周期性非正弦波形，可用以下式子進行表示：
Il=Insin(nt+n)
=I1cos1sint+I1sin1cost+I0+Insin(nt+n)
在上式中，等號右邊的第1項是基波有功電流的分量，被記為ip；其次是基波無功電流的分量ir；第3項是直流分量；第4項是負載電流iL的高次諧波分量之和，被記為ih。
先計算出在一個周期內的平均功率，從而求得有功功率
P=iLdt=[ip+ii+I0+ih]dt
由此式積分以后演變可得
P=EsI1cos1
視在功率為
S=EsIL
則功率因數為
=P/S=I1/ILcos1=PF
4.無源PFC電路的仿真
在無源PFC的基礎原理上，使用了下圖3所示的電路進行仿真。
圖3 無源PFC仿真的電路圖
單相PFC電路的輸入電路的電壓和電流都是屬于正弦波的模式的，輸入的電壓E=220V，C=300μF。
在PFC的電路中，選取合適大小的電感值L，這一點對于功率因數的校正是十分重要的。本文應用的就是MUTISIM仿真，在負載功率不同的情況下，經過對系統結構中的電感的參數大小的改變來觀察系統的輸出電流的波形，以及各個諧波的比例。
在負載不變的條件下，無源PFC電路的電感L取值不一樣會對電路的功率因數有較大的差異，并且會呈一定的提高趨勢，電感L值越大，高次諧波的分量就會越小，這時的電流波形類似于正弦波，相對應的電壓相位的差值會越大。表1就為電感及其負載不同的時候的仿真的結果。
表1 電感L及不同負載情況下的功率因數
負載電阻
電感(mH) 100Ω 200Ω 300Ω 400Ω 500Ω 600Ω 700Ω 800Ω 900Ω
5 0.713 0.696 0.678 0.665 0.638 0.624 0.621 0.615 0.610
10 0.749 0.731 0.725 0.697 0.674 0.661 0.658 0.650 0.643
20 0.712 0.705 0.698 0.699 0.637 0.612 0.633 0.637 0.632
30 0.695 0.688 0.679 0.673 0.512 0.611 0.632 0.615 0.613
40 0.745 0.733 0.731 0.728 0.715 0.724 0.725 0.721 0.720
50 0.643 0.667 0.695 0.682 0.685 0.667 0.643 0.631 0.620
60 0.737 0.723 0.731 0.736 0.741 0.721 0.715 0.707 0.702
70 0.688 0.733 0.718 0.722 0.737 0.729 0.724 0.714 0.716
80 0.698 0.718 0.719 0.743 0.753 0.755 0.757 0.746 0.752
90 0.674 0.688 0.716 0.723 0.715 0.721 0.718 0.721 0.726
100 0.669 0.701 0.728 0.711 0.724 0.716 0.723 0.734 0.738
200 0.482 0.625 0.681 0.699 0.720 0.725 0.734 0.735 0.733
250 0.712 0.582 0.628 0.639 0.671 0.689 0.711 0.715 0.716
300 0.494 0.599 0.602 0.598 0.603 0.614 0.625 0.634 0.642
從表1我們就能夠看出，當負載一定的時候，電感L的取值不同會造成校正后的功率因數有所變化。電流和電壓的相位差與電感L的取值呈同向發展的態勢，也就是說電感L的取值越大，電流和電壓的相位差就越大，由此導致功率因數下降。當電感L的取值越小時，奇次諧波就會越大，如此也會降低功率因數；當電感L取定值時，跟著負載的增大，功率因數就會下降，而且負載變大，輸入的電流就會越大，就會更容易使得電感鐵芯趨于飽和，與此同時也會使得電源的輸入功率降低。所以只有電感L取得合適值的時候，校正的效果才能達到最佳的狀態。
依據表1中的數據，我們可以做出不同負載下功率因數與電感L之間的曲線關系圖（如圖4所示）
圖4 功率因數與電感L的關系曲線圖
從上附表和圖中，我們可以看出，PFC技術運用在小功率的開關電源電路的時候，校正的效果是比較好的。然而，在許多的實際應用的案例中，很多的電源工作是都是達不到額定功率的，而且多數情況下都是處在輕載的狀態的。無源PFC電路當處于輕載和滿載的時候，校正的效果也是有所不同的。據我們所知，輕載時校正的功率因數是比滿載的時候略微低點，這是在當無源PFC電路在處于輕載的時候會出現的狀況。
按照表1 的數據、功率因數和電感L之間的曲線關系及其輸入電壓和電流相位的關系可以推斷找到適合的電感值，而且是能夠滿足高次諧波的水平的。
一般情況下，在做PFC的分析時，大部分應用的是如圖1所示的典型的無源PFC電路，它的電感是接在整流器的后面的，但是實際應用中常常使用如圖2所示的經過改進的PFC電路，它的電感是接在整流橋的前面的，這種接法對于去除直流分量是很有效果的。如圖5和圖6所示，當L=0.06H，RL=300Ω的時候，分別使用圖1 和圖2的兩種電路結構仿真得到的輸入電流的頻譜圖。
圖5無源PFC仿真的輸入電流頻譜圖
圖6 改進型的無源PFC仿真的輸入電流頻譜圖
從圖5所反映的結果來看，較大的直流分量很明顯是運用了無源PFC電路結構的，同時我們也能看出電源功率的下降也是很明顯的，諧波主要是來自偶次諧波，這樣也會導致較大的無功分量的。所以說，現實中的電路中的電感L通常都是接在整流橋的前面的。
5.結束語
通過對分析仿真的無源PFC電路，可以得到下列的幾個結論：
（1）輸入電流諧波成分會因為PFC技術的應用而得到比較好的作用，同時，正確、合適地使用PFC技術能夠適當減小輸入的電流和電壓的相位的差值。因此，校正功率因數的技術是提高整個電路功率因數質量的一個好的方法。當然，作為輸入輸出能量傳遞關鍵的電感元件，它的作用也是不可小覷。此外，對PFC的結果有作用的因素還包括電感的取值。
（2）無源PFC電路的優勢在于：成本較低、較為簡單、可以消除可能會產生的各種干擾噪聲或信號，同時可以通過控制浪涌的電流來獲得較為滿意的有功分量。因此，無源PFC技術可以在小功率的場合推薦使用。
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開關電源設計范文5
【關鍵詞】變壓器；電抗器；磁芯
1.概述
在電力系統中的直流系統，由于普遍采用高頻模塊，而對于高頻模塊的設計也是功率越來越大，而體積卻是越來越小，這就對其設計提出了一個關鍵的問題，那就是如何解決磁性元件的損耗及發熱問題。
高頻開關電源中大量使用各種各樣的磁性元件，如輸入/輸出共模電感，功率變壓器，飽和電感以及各種差模電感。各種磁性元器件對磁性材料的要求各不相同，如差模電感希望μ值適中，但線性度好，不易飽和；共模電感則希望μ值要高，頻帶寬，功率變壓器則希望μ值要適中，溫度穩定好，剩磁小，損耗低等。在非晶材料出現以前，共模電感主要采用高μ值（6K～10K）Mn-Zn合金，差模電感多采用鐵粉芯或開氣隙鐵氧體材料，變壓器則采用鐵氧體材料等。
這些材料應用技術成熟，種類也很豐富，并有各種各樣的產品形狀供選擇。隨著非晶材料的出現和技術不斷成熟，在開關電源設計中，非晶材料表現出許多其它材料無法比擬的優點。幾種常用磁性材料基本性能比較如表1。
2.主變壓器的設計
對于高頻開關電源的主要發熱元件，主變壓器的設計尤其重要，其尺寸的大小和材料的選擇更是重要。
2.1 主變壓器的磁芯必須具備的幾個特點
①低損耗
②高的飽和磁感應強度且溫度系數小
③寬工作溫度范圍
④μ值隨B值變化小
⑤與所選用功率器件開關速度相應的頻響
早前高頻變壓器一般選用鐵氧體磁芯，下面對VITROPERM500F鐵基超微晶磁芯與德國西門子公司生產的N67系列鐵氧體磁芯的性能進行較：
從以上圖表可以看出兩者有以下區別：
（1）相同工作頻率（200KHZ以下），非晶材料損耗明顯低于鐵氧體，工作頻率越低，工作B值越高，非晶材料優勢越明顯。但在250kHZ以上頻段，鐵氧體損耗要明顯低于非晶材料。
（2）非晶材料損耗隨溫度變化量大大低于鐵氧體，降低了變壓器熱設計的難度。
（3）非晶材料導磁率隨溫度變化量大大低于鐵氧體，降低了變壓器設計的難度，提高了電源運行的穩定性和可靠性。
（4）非晶材料Bs*μ值是鐵氧體的10- 15倍，意味著變壓器體積重量可以大幅減小。
變壓器設計過程中，最困難的是熱設計，變壓器的產熱與多方面的因素有關，如磁芯損耗，銅損等。開關頻率增加，變壓器的發熱呈指數增加。若采用鐵氧體磁芯，由于鐵氧體的居里點較低，需對變壓器磁芯作散熱處理，工藝制作比較復雜。若散熱處理不當，鐵氧體磁材高溫下易失磁，導致電路工作異常。若采用非晶做變壓器，將工作B由4000高斯提高到10000高斯，開關器件的工作頻率則可以降到100KHz以下。非晶材料在16KHZ-100KHZ頻率范圍內，損耗/Bs值最低，相應的變壓器匝數及體積最小，發熱量也較小，對提高整機效率，減小模塊電源的體積有巨大幫助。在采用軟開關控制技術的前提下，可以充分發揮IGBT的低導通壓降，大電流，高耐壓的優點，大幅度地提高電源的可靠性。由于鐵氧體的居里點較低，需對變壓器磁芯作散熱處理，變壓器工藝制作較復雜。若散熱處理不當，鐵氧體磁材高溫下易失磁，導致電路工作異常。
2.2 磁芯的選擇
5.結束語
通過對高頻電源模塊的主要磁性元件的優化設計，并應用在高頻電源的生產中，很好的解決了磁性元件的損耗和發熱的問題，對高頻電源的穩定性有了進一步的提高。
參考文獻
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開關電源設計范文6
關鍵詞：煤礦；安全開關；電源；設計
煤炭在我國的能源結構中占有重要地位，我國的煤炭產量占世界煤炭總產量的35%以上。但是，在煤炭的生產過程中，由于各種因素的影響，礦井下會產生大量的易燃易爆氣體以及粉塵等，極易引發爆炸以及火災等事故，對煤礦生產以及工人的生命財產安全造成嚴重影響。近年來，隨著科學技術的快速發展，很多檢測儀器、通訊設備、監控系統以及報警裝置等被廣泛運用到煤礦井下生產過程中。這些用電設備在煤礦生產中，由于各種因素的影響，可能會產生短路、漏電以及電火花等事故，煤炭井下用電安全問題已經引起社會的高度關注。
1 煤礦井下安全開關電源電路放電特性分析
在當前我國的能源結構中，煤礦仍然是支撐我國經濟社會發展的重要組成部分。在煤礦井下生產過程中，由于各種因素的影響，難免會發生爆炸等危險，造成嚴重的人員傷亡以及財產損失等。因此，在煤礦井下生產中，應當高度重視安全開關電源設計。根據煤礦井下安全開關電源的要求，應當嚴格控制電路的火花放電能量，包括電路放電的電流、電壓以及放電時間等。同時，煤礦井下安全開關電源還應當具有穩壓、限流等功能，并且能夠在特殊情況下采取快速切斷保護措施，確保滿足煤礦安全生產的相關要求。而由于煤礦井下安全開關電源電路中含有很多電容、電感等儲能元器件，這些元器件會對電源電流的輸出產生直接影響。因此，在對煤礦井下安全開關電源進行設計的時候，首先應當熟悉電容、電感放電等過程，掌握其放電的基本原理，在此基礎上，才能設計出符合安全要求的煤礦井下安全開關電源。
1.1 煤礦井下電路產生電火花的規律
在易燃、易爆的環境下，電氣設備在運行過程中產生出大量的電火花，在達到爆炸性氣體臨界值的狀態下，會引燃周圍爆炸性物質，造成嚴重的后果。因此，必須要重視研究煤礦井下電路電火花的規律，努力從源頭消除其危害。大量研究表明，煤礦井下電路放電主要包括三種類型：電弧放電、輝光放電以及火花放電，或者這三種類型同時出現。一般來說，電弧放電是在電壓以及電流都不高的情況下出現的，由于某種不穩定的放電經過轉化產生。在電流很小而且處于低電壓的狀態下，因為開關器件所具有的特殊性質，電路發生切換時會產生電弧放電現象。而輝光放電則是在高電壓、小電流的情況下產生的。由于這種情況很特殊，在實際的煤礦井下電路運行中非常少見。由于煤礦井下電源電路在一般情況下帶有電容和電感的，電路在導通以及斷開的過程中，由于擊穿了放電間隙，會發生電火花放電現象，這就是火花放電產生的主要原因。
1.2 電容性電路放電特性
煤礦井下安全開關電源應當充分滿足電氣設備性能指標的要求，確保電氣設備的安全運行。其中，電容、電感的影響較大。如果取值太大，那么相應的輸出短路釋放出的能量就會顯著增加，而如果取值太小，就會增加開關管中的電流應力，導致輸出紋波電壓變大，嚴重影響到輸出電壓的穩定性。所以，在取值過程中，應當充分考慮到電氣設備性能指標的要求，合理的取值是影響煤礦井下安全開關電源設計的關鍵性因素。在一般情況下，煤礦井下安全開關電源的輸出端，會存在較大的輸出電容，當出現輸出短路等問題時，就會對電源安全性能產生較大危害。一般來說，要想在電容性電路放電過程中點燃氣體混合物，就必須要同時滿足能量、功率等要求，如果僅僅滿足單個條件，即使放電時間很長，也無法點燃氣體混合物。在很多時候，人們把電容性電路放電過程分為火花放電、放電維持以及極間放電結束等階段。大量研究成果表明，在電容性電路整個放電過程中，第一階段的能量變化最大，因而也是最有威脅性的。隨著放電間隙的擊穿，放電電流以及瞬時功率幾乎在同一時達到最大值?？梢?，由于電容性電路的放電具有電壓變化快、電流變化顯著以及放電能量集中等特征，因此，放電引爆混合性氣體的破壞后果非常嚴重。
1.3 電感在電容火花放電中的影響
由于煤礦井下安全電源線路回路中同時存在電容、電感這兩種儲能元器件，而電感的存在會對煤礦井下安全開關電源的設計產生出一定的影響。因此，要高度重視電感及其在電容火花放電中的影響進行研究。研究表明，煤礦井下安全電源電路中的初始電壓以及所選取的電感數值的不同，都會對電容火花放電過程中電流的變動情況產生出明顯的影響。而由于電阻的存在，會對電容火花放電造成一定的能量損耗，因此，通過串聯電感能夠在一定程度上減緩電容火花放電的電流增長速率，使其延遲達到電流峰值的時間，從而避免煤礦井下危險環境中可燃氣體的爆炸。
2 煤礦井下安全開關電源的設計
由于在煤礦井下的易燃易爆的危險環境下工作，因此，與一般的開關電源相比，安全開關電源具有特殊要求。首先，必須有安全保護電路限制能量。依靠安全保護電路，煤礦井下安全開關電源可以有效限制故障狀態下火花放電能量，包括限制放電電壓、電流以及放電時間等。在安全開關電源的輸出功率小，對電壓的穩定性要求不高的時候，可以通過在電源輸出端進行串聯限流電阻的方式降低放電能量。如果安全開關電源的輸出功率較大，就應當加入過流、過壓多重保護電路，確保安全開關電源的安全輸出。其次，重視電氣隔離。電氣隔離指的是安全開關電源的輸出端與輸入端要有電氣隔離，防止能量由非本安的輸入端傳遞至輸出端，對輸出端的安全性能產生不利影響。在多路輸出時，一定要進行隔離處理，以限制火花放電的能量，充分滿足電源線路的安全運行要求。再次，確保不間斷供電。在煤礦井下承擔著檢測、監控以及報警等職能的電器設備必須能夠在電網斷電之后可以繼續工作。然而，煤礦井下的供電質量比較差，經常會出現電網斷電的情況，這就要求安全開關電源能夠不間斷供電，以確保礦井下電氣設備的正常工作與運行，提高煤礦生產安全性能。最后，煤礦井下電源電路能夠提供多重化保護。電源的隔離、保護以及可靠性組件的設計要確保安全等級的雙重化或多重化，根據相關國家標準，煤礦井下電氣設備必須滿足ib等級要求，保護電路要進行多重化設計。
2.1 煤礦井下安全開關電源技術指標及結構設計
根據煤礦井下安全開關電源的工作需要，其設計技術指標主要包括：額定輸入電壓127VAC，頻率50HZ；額定輸出電壓12V；紋波電壓小于2%Vo；開關頻率200kHZ。煤礦井下安全開關電源將交流電127V轉變成直流電12V。電源結構圖如圖1所示。交流電經過整流、濾波等環節，成為紋波較大的直流電。在Buck-Boost變換器的作用下，經雙重過壓、過流保護電路之后，輸出12V直流電。由于安全開關電源主要是在煤礦井下這種危險性的條件下使用，因此，為了安全的需要，必須要有雙重過壓、過流保護電路。煤礦井下安全開關電源結構主要包括輸入濾波電路、整流濾波電路、備用電源、Buck-Boost變換器、多重過壓、過流保護電路等，最終實現安全輸出。其總體結構框圖如圖1所示。
圖1 電源總體結構框架圖
2.2 電路參數設計及選型分析
電路參數設計的主要內容包括功率器件的選型、備用電源以及控制芯片的選取等
首先，功率器件的選型包括開關管和二極管的選型。開關管在進行選型時，Buck-Boost變換器的開關管S選型必須符合下列要求：首先，開關管輸出電流的額定值Ivt>ILp=1.1A；其次，開關管漏極與源極之間所承受的最大電壓UDS，max>1.5（Vi，max+Vo）。而Buck-Boost變換器中二極管的選型應當滿足下列條件：峰值電流必須大于變換器的輸出電流（1A）；反向最大耐壓值應大于輸出電壓的最大值1.5 （Vimax+Vo）≈50V。
其次，關于備用電源的選取。對于煤礦井下安全防爆電源來說，備用電源與主電路之間有很多不同的接線方法，備用電源的種類也非常多，比較常見的是鋰電池和鉛蓄電池。在很多煤礦井下安全開關電源設計中，電路選用的是額定電壓為24V，容量2Ah的蓄電池，這種蓄電池在充電完成之后，可達到2小時的工作時長。
最后，在選取控制芯片過程中，通過電壓控制技術實現PWM，這只是通過輸出電壓進行信號反饋，是一個單環控制。在此基礎上，通過電流控制型PWM，采用電流控制技術來調節脈寬，在電路結構上增加了電流反饋環，達到控制開關管峰值電流的目的。如果在運行中出現故障，可以限制瞬時峰值電流。由于采用電壓和電流兩種控制手段，所以，對于電壓調整率、負載調整率以及瞬態響應等進行了改善與處理，這是一種比較有效的控制器件。
2.3 電容、電感的選取
在煤礦井下安全開關電源的設計過程中，使用到了很多電容和電感，這些電容電感會對電源的安全穩定運行起到極為重要的作用。因此，要高度重視電容、電感的選取。電容有很多類型，包括安規電容、滌綸電容、云母電容以及電解電容等。不同類型的電容會對煤礦井下安全開關電源的性能產生直接影響。例如，使用濾波電容，將會影響到安全開關電源輸出電壓的穩定性以及抗干擾能力。因此，應該根據容量、特點以及應用場合等的需要選擇不同的電容。在電感的設計中，由于電感是煤礦井下安全開關電源常用的元件，一般用作蓄能元件，或者與電容一起用在濾波電路中。煤礦井下安全開關電源設計，在輸入整流濾波電路和輸出整流電路中，都會使用到電感元件，主要用于平滑電流，避免產生較大電壓。
3 結束語
安全開關電源是煤礦井下生產的關鍵性設備，其安全、高效以及穩定等特點，成為煤礦井下供電的重要供電電源。因此，在設計煤礦井下安全開關電源時，應當充分考慮到電路放電特性，研究安全開關電源技術指標，分析電路參數，合理選擇電容和電感，確保電路安全運行和煤礦的安全生產。
參考文獻
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