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開關電源電路范文1
中圖分類號：TP271.61 文獻標識碼：A 文章編號：1671－7597（2011）1210055－02
開關電源中，其核心是DC-DC變換器，DC-DC變換電路能夠促使直流電壓實現大范圍的升、降，并且實現的效率較高、比較容易控制，因此其在工業控制和電力傳輸等領域中應用廣泛?？墒牵珼C-DC變換電路也可能存在一定的偏差，如諧波振蕩誤差等，產這些偏差將直接影響到電源系統的穩定性。而采取斜波補償電路將有效改善開關電源系統的穩定性。
1 開關電源系統不穩定現象分析
下面主要分析諧波振蕩等引起開關電源系統喪失穩定性的原理和原因。諧波振蕩是由峰值電流取樣和固定頻率同時工作所形成的結果，其發生的原理如下圖1所示。當開關電源的輸入電壓和負載發生變化時，從而會引起開關電源電流發生變化，即發生擾動，在擾動產生后，系統能否趨于穩定的運作，關鍵在于系統電流是否對擾動如何作出收斂響應。而系統電流收斂的發生一般有兩種途徑，一是在空占比（D）小于0.5時產生收斂，一是空占比（D）大于0.5時產生收斂。這兩種收斂環境下，系統對擾動所表現出的穩定性狀態是不同的，如圖1所示。
圖1 電流DC-DC下的電流諧波振蕩
設I0為擾動沒有發生時的電感電流初始值，設Δi0為電流上升時產生的擾動量，設Δi1為電流下降時產生的擾動量，設Δd為電感電流占空比發生的擾動量，設m1為電流在上升時所發生的斜率，設m2為電流在下降時所產生的斜率，它們之間的關系式如下：
所以，在m2/m1小于1時，也即D小于0.5時，電流擾動量即電流發生的誤差Δin將會慢慢的衰減一直到零，從而使得系統趨于穩定；但是，如果m2/m1大于1時，也即D大于0.5時，電流擾動量即電流發生的誤差Δin將會變得越來越大，從而致使整個開關電源變得不夠穩定，系統失去控制，將嚴重影響著開關電源系統的正常工作，即DC-DC變換電路將不能正常工作，喪失其穩定性。
2 開關電源系統穩定性補償電路的設計原理
2.1 控制電壓斜率調整
由于電感電流在連續狀態下，其占空比在百分之五十之下時，從而由擾動所導致的電流誤差即ΔI將會在后面的一些周期內實現自動恢復，以實現正常的電流工作狀態?？墒?，如果其電感電流的占空比在百分之五十以上，則在其后的幾個周期內，其誤差ΔI將不會減小反而有加大的趨勢。這主要是因為，電感電流占空比>50%的時候，其電流衰減斜率m2跟上升斜率m1的比值大于1，上面已經說過，在m2/m1>1時，將會引起變換電路出現不穩定性，其發生的振蕩將不會自動收斂。因此，解決這種問題的辦法主要是要對m2/m1的值進行調整，即對電感電流斜率m1、m2進行補償，從而實現m2/m1小于1的目的。所以，為了解決D大于0.5所產生的開關電源不穩定問題，應該對電感電流上升時所發生的斜率m1采取斜坡補償措施，即使m1增大，也就是降低占空比D，使D減小到0.5以下。而使Δi0增加實際上是通過電流反饋的電壓值（Vs）增加來實現的，這跟誤差放大器的輸出電壓值（Vc）的減小是一樣的，即實際應用中，Vs的增加和Vc的減小效果一樣，致使Vs增加可能比Vc的減小更方便而已。主要電路設計應有兩種方法，下面將進行論述。
2.2 補償電路設計
下面對斜率補償的電路進行設計。
1）控制電壓補償
控制電壓補償主要是在控制電壓誤差放大器輸出電壓值（Vc）上設置斜坡補償電壓而構成一個新的控制電壓，將其輸入到PWM比較器的一端，跟比較器的另一端的電流反饋電壓值（Vs）進行比較。其補償原理如圖2所示：
圖2 控制電壓補償
其中，設斜坡補償中的電壓斜率為m。通過幾何方法從而求得一個周期
此式子表明了控制電壓斜坡補償跟開關電源的穩定性之間所存在的關系，即：① 如果在系統中沒有設置斜坡補償，也就是設m為0，這時，要想保證
開關電源的穩定，其必須使占空比小于0.5；② 如果在系統中設置了斜坡補償，那么在補償斜率m大于1/2m2時，即斜坡補償斜率小于電流下行斜率的二分之一，則無論空占比D為0-1區間的任何取值， 將恒成立，從而表明開關電源始終是趨于穩定的。
2）電感電流補償
采取電感電流補償原理主要是在電流反饋Vs處加入斜坡補償電壓，電感電流補償原理圖如圖3所示：
圖3 電流斜率補償
電流補償主要在電流反饋電壓值Vs上設置通過振蕩器產生的振蕩電路波形而形成的補償電壓，從而形成一個補償后的反饋電壓，將其輸入到PWM比較器的一端，跟PWM比較器的另一端（設置為控制電壓）即Vc進行比較，從而對芯片的占空比進行調控，調控的方法跟上面控制電壓補償中一樣。通過電感電流補償電路跟前面的控制電壓補償電路相比，其效果是相當的，只是看起來，電感電流補償電路要比控制電壓補償電路簡單、方便，因此，筆者推薦電感電流補償的應用。
3 結束語
總之，開關電源往往因為電壓電流雙環控制的使用，從而導致一些擾動，如果擾動處理不當將影響到開關電源的正常工作，干擾信號將通過驅動信號輸入到環路，從而在輸出端形成諧波振蕩。諧波震蕩的產生一定程度上影響了開關電源系統的穩定性，其應該采取斜率補償的措施予以糾正。其中可以采取控制電壓補償和電感電流補償兩種措施進行，即將m2/m1控制在1以下或者將D控制在0.5以下。但是，無論是控制電壓斜坡補償，還是電感電流斜坡補償，其補償斜率m要大于m2的二分之一，其斜率m越大，那么促使振蕩衰減的速度將會越快，可是，補償斜率m也不能過大，如果過大，將會造成過補償。過補償超過開關電源系統中電流限制指標，將會對開關電源系統產生其他影響，使開關電源的帶載能力降低；同時，也會影響開關電源的瞬態響應性。筆者建議，在實際操作中，一般將m取值為0.7-0.8m2為最優，其能確保開關電源的穩定性。
參考文獻：
[1]劉樹林、劉健、鐘久明，峰值電流控制變換器諧波補償電路的優化設計[J].電力電子技術，2010（5）.
開關電源電路范文2
輸入與整流電路
220V交流市電經電源開關和保險管進入抗干擾抑制電路，由于SD4841P內置振蕩器有頻率抖動功能，產生的電磁干擾較低，抗干擾抑制電路也較簡單，只有一個電感LF1構成。經處理的220V交流電壓經D1-D4橋式整流、C1濾波，在C1兩端得到約300V的直流電壓，作為SD4841P供電及啟動電壓。
啟動與穩壓電路
300V直流電壓一路經開關變壓器初級①-②繞組加至IC1（SD4841P）⑥、⑦、⑧腳內部功率開關管（MOSFET）的漏極（D），另一路經啟動電阻R2加到SD4841P③腳（Vcc），對③腳外接電容C3充電，當Vcc端充到12V時，電路開始工作。電路啟動工作后，改由開關變壓器輔助繞組③-④產生的感應脈沖電壓經D6整流、R3限流及C3濾波后產生的直流電壓為SD4841P③腳（Vcc）供電。
穩壓控制電路主要由光電耦合器PC1（817C）和電流比較放大器U1（TL431A）等元件組成，穩壓取樣電壓取自3.3V，經R7、R6分壓加到TL431A控制端R，當因某種原因使開關電源次級輸出電壓升高時，KA 431的控制端R電壓也隨之升高，使KA 431的K端電壓下降，光電耦合器PC1（817C）內的發光二極管發光增強，光敏三極管導通增強而內阻減小，SD4841P④腳（FB）反饋端電壓升高，經SD4841P內部電路處理后，使功率開關管（MOSFET）導通時間縮短，經開關變壓器電磁耦合后，使次級各組輸出電壓下降至額定值，從而達到穩定輸出電壓的目的。當輸出電壓降低時，穩壓控制與上述過程相反。
保護電路
1.開關功率管保護：在開關變壓器的①-②繞組中接有由R1、C2、D5組成的尖峰電壓吸收電路，在SD4841P內部功率開關管截止瞬間，抑制開關變壓器①-②繞組產生的反向尖峰電壓，保護SD4841P內部開關管不被過高的尖峰電壓擊穿。
2.欠壓鎖定：電源啟動工作時，300V電壓通過啟動電阻R2對SD4841P③腳（Vcc）外接的電容C3充電，當充到12V時，電路開始工作。電路正常工作后，如果電路發生保護，輸出關斷，由于電路此時供電由開關變壓器輔助繞組③-④提供，SD4841P③腳（Vcc）電壓開始降低，當Vcc低于8V時，控制電路整體關斷，電路消耗的電流變小，又開始對SD4841P③腳（Vcc）外接的電容C3充電，啟動電路重新工作。
3.過流保護：當電路發生過載，導致SD4841P④腳（FB）反饋端電壓升高，當反饋端電壓升高到反饋關斷電壓點時，輸出關斷。該狀態一直保持，直到電路發生上電重啟。如果次級整流管或變壓器繞組短路，會啟動異常過流保護。此時，不管前沿消隱時間，一旦過流，過350ns馬上保護，且對每一個周期都起作用，發生該保護時，輸出關斷且一直保持此狀態，直到發生欠壓以后，電路啟動。
4.過壓保護：當SD4841P③腳（Vcc）上的電壓超過過壓保護點電壓時，表示負載上發生了過壓，輸出關斷。該狀態一直保持，直到電路發生上電重啟。
5.過熱保護：當SD4841P內部溫度過高時，為了保護電路不被損壞，過熱保護電路動作，關斷輸出，該狀態一直保持，直到發生欠壓以后，電路啟動。
開關電源電路范文3
開關型穩壓電源組成
圖一是基本的開關型穩壓電源的組成框圖，電路中濾波電路和功率功數補償調節電路在國產低端產品中一般都沒有。AC/DC、DC/AC轉換，無論是分立元件、集成電路 +FET或是三端五端集成電路，它都是整個電源的核心，也是故障率較高的部分，AC/DC和穩壓或穩流輸出電路在信號的末端，反饋電路一般采用光電耦合器進行隔離，有少數采用變壓器耦合隔離，故障率一般不高。由于DC/AC轉換工作在高電壓狀態，維修的安全性非常重要。
二、開關型穩壓電源的檢修步驟和方法
開關電源的前端是直接于市電相連，一般都采用熔斷器作過載或短路保護，工業用電源中還有PVT壓敏電阻作輸入過壓保護，NTC熱敏電阻（自復位的保險）作過載保護，所以電源維修的步驟是：
1、先看保險，檢查保護元件是否損壞，觀察保險絲熔斷的狀態，判斷電路過載或短路的程度。一般情況下，如果保險管爆裂、發黑，大都是主電源中主要元件（開關管、濾波電容等）擊穿所致，這時切勿再通電檢測，以防將故障范圍擴大。對于保險管內熔絲輕微斷裂，大部分故障是電路的負載過載、短路或電路工作時間長、溫度升高，是電路中某個元件性能發生變化而引起的過載保護，是一種正常的狀態。
2、降額試驗法通電檢查。在觀察主電源中AC/DC、DC/AC電路中沒有出現元件爆裂的情況下，特別是在器件爆裂后換上新器件后再通電檢查時，對于開關電源采用降額試驗法通電檢查比較安全。
電路如圖二所示：
為了保證檢修開關電源時的安全，在試驗室內采用隔離變壓器和自耦變壓器組合，按圖二接線，進行那個故障檢查，通電前調壓器先置零，通電后逐步升高Ui電壓，并觀察開關電源的工作情況。由于開關電源的工作范圍很廣（110V~220V都能夠工作），逐步升高電壓能保證電源在降額的條件下，電路能夠啟動。如果在升高過程中（電壓未達到130V）時就出現熔斷器熔斷故障，可重點檢查開關管和整流二極管。由于降額試驗一般不會出現管子爆裂，即使開關管再次損壞，也不會導致電路板上大部分器件再次損壞，操作是較安全的，特別是能記錄下在哪個電壓下開始出現故障，有助于去分析產生故障的原因，以便快速檢修故障。對于一般維修而言，在缺少隔離變壓器和調壓器的條件下，可在輸入回路串入合適的大功率電阻來實現降額。如果手中也沒有大功率電阻，應按圖三，在輸入回路串入25W―100W燈泡進行降額試驗
對比中用40W燈泡串接在電動自行車充電器的輸入端進行開關管更換后的修理，即使再次熔斷保險，也沒有發生整流二極管VMOS開關管，電流檢測電阻連環燒毀的情況，而直接全額通電檢修時，往往會一次爆燒多個器件，以致電路板出現碳化。
3、開關型穩壓電源檢查的方法，主要是電壓法。一般在直觀檢查無明顯的器件燒毀后，可更換熔斷器，用降額試驗電路接通電源進行在線電壓檢查。檢查的重點是輸入交流電壓220V整流濾波后電壓300V開關管集電極（漏極）的電壓300V，開關管基極（ 柵 極）電壓可變的脈沖電壓（1V以下），如果不變化則說明電路沒有震蕩，應檢查振蕩回路（包括集成電路）。
三、開關型電源檢查的順序：
開關型電源實質上是AC/DC、DC/AC、AC/DC的轉換，所以檢查順序是主電源振蕩電路開關電路整流電路穩壓電路。主電源的安全檢查法是降額試驗法，穩壓穩流電路一般用電壓法進行處理。常見的故障是輸出電壓過高，重點檢查反饋回路元件，特別是TL431（大部分穩壓電源采用431做穩壓）和光耦電路。如果輸出電壓過低，可去掉負載進行試驗（排除負載短路或負載故障）。如果故障仍不能排除，應采用檢查振蕩回路的振蕩元件。當振蕩頻率降低時輸出電壓會下降較多。反饋回路的開路和短路也會影響輸出電壓的變化，可通過電壓法進行篩查，一般都可以排除故障。
開關電源電路范文4
1 基本理論
開關電源的輸出電壓Vo是由一個控制電壓Vc來控制的，即由Vc與鋸齒波信號比較，產生PWM波形。根據鋸齒波產生的方式不同，開關電源的控制方式可分為電壓型控制和電流型控制。電壓型的鋸齒波是由芯片內部產生的，如LM5025，電流型的鋸齒波是輸出電感的電流轉化成電壓波形得到的，如UC3843。對于反激電路，變壓器原邊繞組的電流就是產生鋸齒波的依據。
輸出電壓Vo與控制電壓Vc的比值稱為未補償的開環傳遞函數Tu，Tu=Vo/Vc。一般按頻率的變化來反映Tu的變化，即Bode圖。
電壓型控制的電源其Tu是雙極點，以非隔離的BUCK為例，形式為：
電流型控制的電源其Tu是單極點，以非隔離的BUCK為例，形式為：
各種電路的未補償的開環傳遞函數Tu可以從資料中找到。本講座的目的是提供一種直觀的環路設計手段。
2 計算機仿真開關電源未補償的開環傳遞函數Tu
2.1 開關平均模型
開關電源的各個量經平均處理后，去掉高頻開關分量，得到低頻（包括直流）的分量。開關電源的建模、靜態工作點、反饋設計、動態分析等都是基于平均模型基礎之上的。若要得到實際的工作波形，應按實際電路進行時域仿真（Time Transient Analysis）。
將開關電路中的開關器件經平均化處理后，就得到開關平均模型，用開關平均模型可以搭建各種電路。
以下是幾個開關電源的平均模型仿真例子，從電路波形中看不到開關量，只是平均量，比如電感中流過的電流是實際電感中的電流平均值，電容兩端的電壓是實際電容兩端電壓的平均值等等。
2.1.1 CCM BUCK（連續模式BUCK）
先直流掃描Vc，得到所需的輸出電壓，即得到了電路的靜態工作點。然后交流掃描，得到Tu的Bode圖。Tu為雙極點。此處Vc等同于占空比d。
2.1.2 DCM BUCK（斷續模式BUCK）
按以上方法得到Tu，在DCM下，Tu變成單極點函數。模型CCM-DCM即可用于連續模式，也可用于斷續模式。此處Vc仍等同于占空比d。
2.1.3 CCM BOOST（連續模式BOOST）
可以用模型搭建各種電路，如連續模式BOOST。
此處采用CCM-DCM模型可能仿真不收斂，為使仿真更好地收斂，建議什么電路模式采用對應模型。此處Vc也等同于占空比d。
2.1.4 Flyback
n是變壓器變比，原邊比副邊；L是變壓器原邊電感量。此處V6等同于d。
2.2 受反饋電壓控制的仿真
實際電路中，占空比d的產生主要有兩種方法：電壓控制和電流控制。仿真時，電壓控制中d的產生方式如下：
Vc是反饋回路的輸出電壓，GAIN的放大倍數等于鋸齒波幅值的倒數，若鋸齒波幅值為Vm，則GAIN=1/Vm。
電流型控制中d的產生方式如下：
同上，Vc是反饋回路的輸出電壓；IL是用于產生鋸齒波的電流信號，例如在BUCK電路中是輸出電感電流，在Flyback中是變壓器原邊電流；V1是使電流上升的電壓，V2是使電流下降時的電壓；占空比d及d2是輸出變量。
至此，我們可以得到控制電壓Vc到輸出電壓Vo的傳遞函數Tu。下面是幾個仿真Tu的例子。
2.2.1 電壓型控制的CCM BUCK
上述幾個例子中加入GAIN就變成電壓型控制的仿真電路了。
2.2.2 電流型控制的CCM BUCK
轉貼于 電流互感器將輸出電感的電流信號變成電壓信號IL，產生鋸齒波，模型CPM將控制電壓Vc與鋸齒波比較產生占空比d的PWM波。MOS開通時，L1中的電流上升，使其電流上升的電壓V1是Vg-Vo；Mos關斷時，Vo加在L1上，使其電流下降的低電壓V2=Vo。參數Rs是檢流電阻，mva是斜坡補償的斜率，單位是V/S，L是輸出電感，fs是開關頻率。
2.2.3 帶變壓器隔離的電流型BUCK電路
由于電路帶變壓器，所以平均開關模型也要用帶變壓器的模型CCM-T（帶變壓器的電流連續模式的模型）。參數Rs是原邊檢流電阻，n是變壓器變比（原邊:副邊），mva是斜坡補償的斜率，單位是V/S。
2.3 仿真實例
實際電路中，選用不同的控制芯片，控制電壓Vc的產生方式是不同的。以下是幾個我們在工作中經常用到的幾種控制芯片的仿真實例。
2.3.1 帶變壓器隔離的電流型CCM（UC3843）
UC3843-1
UC3843自帶的運放歸為反饋回路，運放輸出的電壓作為控制電壓Vc。V9芯片內部的兩個二極管壓降，GAIN的放大倍數等于芯片內的電阻分壓。
此電路采用電流互感器采樣原邊電流，對于如下的采樣電路，Rs=R/n，n是電流互感器的匝比（n:1）。
UC3843的斜率補償，對于下圖電路，補償斜率 (V/s)
2.3.2
帶隔離和電壓前饋的電壓型CCM（LM5025）
LM5025-1
V6對應于芯片內部反饋信號的1V壓降，R、C為產生鋸齒波的參數。
2.3.3準諧振反激電路 (UCC28600)
開關電源電路范文5
3.1 基本理論
常用的開關電壓電源未補償的開環傳遞函數Tu可分為單極點和雙極點兩種，對于單極點一般采用PI（比例積分）補償，雙極點一般采用PID（比例積分微分）補償。也可以大致理解為電流型控制的采用PI補償，電壓型控制的采用PID補償。
PI補償可以用如下電路實現：
WL=1/(R2C2) Wp=1/(R2C1) Gc=R2/R1 (C2>>C1)
Gc是比例因子；零點WL引入積分，當頻率小于WL，增益增加，直流增益提高，意味著穩壓精度提高；極點Wp使高頻的干擾信號迅速衰減。需要注意的是上面的等式是在C2>>C1的假設下得到的，實際選擇反饋參數時要注意滿足這個條件。
PID補償可以采用如下方式：
若R1>>R3，C2>>C1，有：
為在fc點獲得θ的超前補償，有：
fL使低頻增益加大，提高穩壓精度；fz引入相位超前補償，增加相位裕度；fp1、fp2使高頻干擾衰減。注意滿足：R1>>R3，C2>>C1。
3.2補償網絡設計實例
畫出Tu的Bode圖之后，就可以設計補償網絡了。下面對幾個實際電路進行分析。
3.2.1 非隔離的電壓型BUCK（TPS40007）
輸入5.5V，輸出3.3V/5A，開關頻率fs=300kHz。按照TPS40007的內部結構，鋸齒波的幅值是Vm=0.9V，所以控制電壓Vc到占空比D的傳遞函數Gain=1/Vm。補償網絡的設計步驟如下：
/psimu/ZXTJ/TJ6700/small signal 3V
第一步：去掉補償網絡，對控制電壓Vc（即補償網絡的輸出）進行直流掃描，找到使Vo=3.3V時的Vc值，將Vc的直流分量設為次值，即設置了電路的靜態工作點。
第二步：對Vc進行交流掃描，得到未補償的Vc到Vo的傳遞函數Tu。Tu的直流增益為15.7dB，交越頻率為10.5kHz。
第三步：設計補償網絡參數。由于是電壓型控制，所以采用PID補償。設補償后的交越頻率fc=20kHz，在fc處得到60°的相位補償；而Tu在fc處的增益是dbGc=-12.38；設置極點fp2=180kHz以抑制高頻干擾；R1=36K。按上述參數得到補償網絡的反饋參數：R2=40K（取39k）， C2=7.4nF（取4.7nF），C1=53pF（取47pF），R3=1k， C3=820pF（取1nF）。
仿真結果：fc=24.7kHz， 相位裕度φm=43°。下面是實測的環路BODE 圖。
實測的交越頻率及相位裕度都比仿真的大些，這是由于頻率高了以后，電路的分布參數影響的結果。
3.2.2 隔離的電流型BUCK（TDA16888）
輸入400Vdc，輸出54V/5A，開關頻率fs=100kHz。
/psimu/zx500W/main/small signal1
為便于補償網絡的設計，將光藕部分也歸入未補償的傳遞函數Tu，即：只將補償網絡分開。那么Tu是光藕的輸入Vc（補償網絡運放的輸出）到輸出Vo的傳遞函數。
補償斜率mva的計算：芯片15腳的外接電容100pF，通過內部的10K電阻充電，時間常數只有1us，電源的開關頻率是100kHz，在電流信號與Vc比較的瞬間，外接電容已經基本充滿了電，對斜率補償沒有多大影響，實際上此處電容的作用只是消除電流檢測波形前端的尖峰。對環路特性有影響的斜率是指鋸齒波與Vc比較時的斜率。TDA16888芯片內部是將電流檢測信號放大了5倍，即加在電流鋸齒波信號上的補償斜率是電流信號本身斜率的4倍。根據實際電路結構，可以算出在變壓器原邊檢流電阻上的電流信號（實際是電壓信號）的斜率：
輸入電壓Vi=400V，變壓器變比n=2.875，輸出電感Lo=200uH，輸出電壓Vo=54V，輸出電感電流的上升斜率mi=(Vi/n-Vo)/Lo=0.425A/us，折合到原邊，電流上升斜率mip=mi/n=0.148A/us，在檢流電阻上的電壓上升率mv=mip*Rs(0.22)=0.0325V/us=32.5K V/s，也可以通過仿真直接得到電流斜率。由此得到補償斜率mva=4*mv=130K V/s。
V9是芯片內部的壓降。
第一步：先得到Vc到Vo的傳遞函數Tu。方法是對Vc進行DC掃描，得到使輸出電壓為Vo時的Vc值，從而確定了電路的工作點（Bias point）。設定Vc的直流分量為工作點的值，然后進行AC掃描，得到Tu：DC增益32.84dB、轉折頻率fo=23.6Hz。
第二步：確定補償網絡的形式。因為是電流型控制，可以采用PI補償。補償前Tu的直流增益dbTuo=32.84dB，Tu的轉折頻率fo=23.57Hz，Tu的交越頻率fc’=1kHz。為提高系統的動態響應，將補償后的fc提高到2kHz（由于光藕的帶寬只有10kHz左右，所以在有光藕隔離的場合，很難將交越頻率提得很高）；為提高穩壓精度，加入零點fL=fc/10；為抑制高頻干擾，加入極點fp=10*fc；在確定R1=33k后，可以算出反饋網絡的參數：R2=64k C2=12nF C1=120pF
第三步：將補償網絡加入環路中，此時得到的電路就和實際的一樣了。進行偏置點掃描（biaos point swip），得到電路各點的電壓，與實際的測試結果比較，保證電路的參數設計合適，比如可以看看光藕的If是否合適。將環路中各器件設計到合適的工作點是保證電路在各種環境下穩定工作及長的工作壽命的前提。注意：補償網絡的參數不會影響電路的靜態工作點。確定環路的靜態工作點后，加入Lf、Cf及Vsti進行AC掃描，得到整個系統補償后的開環傳遞函數T。
在上述仿真電路中，電感Lf很大，對直流信號相當于短路，所以不會影響整個環路的靜態工作點，Lf對交流信號來說相當于開路，所以仿真出的T是開環傳遞函數；Cf也很大，對激勵源Vsti來說相當于短路，從而引入激勵信號，Cf對直流信號相當于開路，Vsti的任何直流分量不會影響環路的靜態工作點。
從仿真結果可以看出，交越頻率fc處的相位裕度φm=66°，且頻率低于fc的最低相位裕度也有36°，所以系統是穩定的。下面是實測的開環Bode圖。
3.2.3 帶前饋的電壓型隔離BUCK（LM5025）
輸入48V，輸出3.3V/40A，LM5025控制器，開關頻率fs=280kHz，下圖是實際電路參數，可以看出測試結果與仿真結果很相似，表示所建的仿真模型準確度是可以信賴的！
LM5025-2
下面對此電路按上面的方法重新設計補償網絡。
首先，將補償網絡移出，畫出從光藕輸入到Vo的未補償傳遞函數Tu。C8、C9、C6、R12不要，R6及Vr1是芯片內部參數，需保留。
從仿真結果可以看出，Tu的直流增益很小，只有-0.44dB。原因是光藕的電阻R5接到了輸出Vo，從而降低了Vo對Vc的增益。若將R5接到一個固定電平VCC上，則整個增益增加了，Tu的直流增益增加到25.6dB！以此為基礎進行補償網絡設計。由于是電壓型控制，所以采用PID補償。由于本電源的開關頻率很高，達fs=280kHz，若沒有光藕隔離限制，補償后的交越頻率可取fc=0.2*fs=56kHz，但由于光藕的帶寬只有10kHz左右，且光藕引入的相位滯后在5kHz 以后急劇增加，所以為了得到盡可能大的帶寬，首先應對光藕進行適當補償以拓展其帶寬。此處在光藕的輸出加入RC零點。設補償后的交越頻率為fc=20kHz，Tu在fc處的增益dbGc=-8.67dB，希望在fc處得到60°的相位補償，設置極點fp2=180kHz以抑制高頻干擾，R1=100k//56k=35.9k，計算得到補償網絡如下：
補償后帶寬20kHz，相位裕度30°。仿真得到的相位裕度往往小于預期的值，這是由于補償網絡的運放及未完全補償的光藕造成的。
3.2.4 準諧振Flyback（UCC28600）
220Vac輸入、28V/2.3A輸出，光藕+TL431反饋。
UCC28600
先把補償網絡去掉，計算未補償的Vc到Vo的傳遞函數Tu，由于光藕直接接到輸出，所以Tu的直流增益很低。
下面是實測的環路BODE圖，可見仿真結果與實測符合得很好。
開關電源電路范文6
電氣工程及自動化
大功率開關電源的設計
一、
綜述本課題國內外研究動態，說明選題的依據和意義
開關電源的前身是線性穩壓電源。在開關電源出現之前，各種電子裝置、電氣控制設備的工作電源都采用線性穩壓電源。隨著電子技術的迅猛發展，集成度的不斷增加，計算機等各種電子設備體積越來越小而功能卻越來越強大，因此，迫切需要重量輕、體積小、效率高的新型電源，這就為開關電源技術的發展提供了強大的動力。
可以說，開關電源技術的發展是隨著電力電子器件的發展而發展的。新型電力電子器件的發展為開關電源的發展提供了物質條件。20世紀60年代末，耐高壓、大電流的雙極型電力晶體管（亦稱巨型晶體管，BJT、GTR）的問世使得采用高工作頻率的開關電源的出現稱為可能。
早期的開關電源開關頻率僅為幾千赫茲，隨著磁性材料及大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短，開關電源工作頻率逐步提高。到了1969年，終于做成了25千赫茲的開關電源。由于它突破了人耳聽覺極限的20千赫茲，這一變化甚至被稱為“20千赫茲革命”。
在20世紀80年代以前，開關電源作為線性穩壓電源的更新換代產品，主要應用于小功率場合。而中大功率直流電源則以晶閘管相控整流電源為主。但是，這一格局從20世紀80年代起，由于絕緣柵極雙極型晶體管（簡稱IGBT）的出現而被打破。IGBT屬于電壓驅動型器件，與GTR相比前者易于驅動，工作頻率更高，有突出的優點而沒有明顯的缺點。因而，IGBT迅速取代了GTR，成為中等功率范圍的主流器件，并且不斷向大功率方向拓展。
開關電源開關頻率的提高可以使電源重量減輕、體積減小，但使開關損耗增大，電源效率降低，電磁干擾問題變得突出起來。為了解決因提高開關電源工作頻率而帶來的負面影響，同樣在20世紀80年代，出現了軟開關技術。軟開關技術采用準諧振技術的零電壓開關（ZVS）電路和零電流開關(ZCS)電路。在理想情況下，采用軟開關技術，可使開關損耗降為零。正是軟開關技術的應用，使開關電源進一步向效率高、重量輕、體積小、功率密度大的方向發展。經過近30年的發展，對軟開關技術的研究可謂方興未艾，它已成為各種電力電子電路的一項基礎性技術。迄今為止，軟開關技術應用最為成功的領域非開關電源莫屬。
最近幾年，“綠色電源”這一名詞開始進入人們的視野。所謂“綠色”是指，對環境不產生噪聲、不產生電磁干擾，對電網不產生諧波污染。為了提高開關電源的功率因數，降低開關電源對電網的諧波污染，在20世紀90年代，出現了功率因數校正（Power
Factor
Correction——PFC）技術。目前，單相PFC技術已比較成熟，相關的控制芯片已在各種開關電源中廣泛應用，相比之下三相PFC技術則還處在起步階段。
高頻化是開關電源輕、薄、小的關鍵技術，國外各大開關電源制造商都在功率鐵氧體材料上加大科技創新，并致力于開發新型高智能化的元器件，尤其是改善整流器件的損耗，以提高在高頻率和較大磁通密度下獲得高的磁性能。另外，電容器的小型化和表面粘著（SMT）技術的應用為開關電源向輕、薄、小型化發展奠定了良好的技術支持。目前市場上出售的采用雙極性晶體管制成的100千赫茲開關電源和用場效應管制成的500千赫茲開關電源雖已使用化，但其工作頻率還有待進一步的提高。
模塊化是開關電源發展的總體趨勢，可以采用模塊化電源組成分布式電源系統，實現并聯方式的容量擴展。
選擇本課題可以使我掌握開關電源的工作原理，進一步加深對開關電源的理解。并把所學的專業知識（包括單片機原理與應用技術、電力電子技術、大學物理、計算機輔助設計等）應用到具體實例中，有效地鞏固所學的基礎理論知識，真正做到學有所用。
二、研究的基本內容，擬解決的主要問題：
1、研究的基本內容包括：開關電源的工作原理，大功率開關電源中普遍采用的全橋型電路及其驅動電路以及高頻變壓器的設計與制作等。
2、計劃將此系統分成四部分——功率因數校正（PFC）電路、輔助電源模塊、主電路以及控制電路。
3、功率因數校正電路用來提高整流電路的功率因數，防止大量的諧波分量涌入電網，造成對電網的諧波污染，干擾其它用電設備的正常運行。
4、輔助電源模塊用來為控制電路提供電能。擬用單片集成開關電源芯片（TOP204）來實現。
5、控制電路用場效應管集成驅動芯片IR2155,驅動全橋電路。
6、主電路的設計主要包括高頻變壓器的設計和全橋型電路中功率管的選型。
三、研究步驟、方法及措施：
步驟：
（1）查閱相關的技術資料，制定初步的方案；
（2）利用適當的計算機輔助設計軟件（如Proteus、PI
Expert
6.5、Multism等）對設計方案進行模擬仿真；
（3）四個模塊設計的先后順序為功率因數校正電路、輔助電源模塊、控制電路和主電路。
方法：化繁為簡，將整個系統分解成四個部分，方便設計、調試。對局部電路預先進行仿真，對結果有所預期。
措施：查閱于畢業設計有關資料和文獻（圖書館、超星電子圖書閱覽室等）。經常與指導老師取得聯系，一起探討有關電路的設計方案等問題。
四、參考文獻
[1]
康華光.
電子技術基礎.模擬部分（第五版）[M].北京：高等教育出版社，2005.
[2]
周志敏，周紀海，紀愛華.
高頻開關電源設計與應用實例[M].北京：人民郵電出版社，2004.
[3]
張占松，蔡宣三.
開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業出版社，2000.
[4]
蔣玉萍，倪海東.高頻開關電源與應用[M].北京：機械工業出版社，2004.
[5]
翟亮，凌民.基于MATLAB有控制系統計算機仿真[M].北京：清華大學出版社，2006.
[6]
王慶.Protel
99
SE及DXP電路設計教程[M].北京：電子工業出版社，2006.
[7]
劉國權，韓曉東.Protel
DXP
電路原理圖設計指南[M].北京：中國鐵道出版社，2003.
