前言：中文期刊網精心挑選了開關穩壓電源范文供你參考和學習，希望我們的參考范文能激發你的文章創作靈感，歡迎閱讀。
開關穩壓電源范文1
關鍵詞：STC12C2052AD；DC-DC；PWM
中圖分類號：TN-9 文獻標識碼：A 文章編號：1009-3044（2013）04-0922-03
A Design of Switch Voltage Regulator Based on PWM
WANG Lei， LI Jian-min， LI Ping
（Information Science and Technology College， Chengdu University of Technology， Chengdu 610059， China）
Abstract： The thesis based on MCU and power technology，uses Boost DC chopper circuit as the DC-DC converter major part of the main circuit. The subject uses the STC12C2052AD as the main controller of the all-whole system， and it increases the sampling and feedback of the current and voltage of the main circuit to achieve over-current protection and closed-loop PWM control. In this paper， the hardware of system， selection， the realization of software control are described in detail. Design of low-power general-purpose switching power supply focus on MCU and power technology.
Key words： STC12C2052AD； DC-DC； PWM
隨著電子技術的發展，電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源。電源是各種電子設備必不可少的組成部分，其性能的優劣直接關系到電子設備的技術指標能否達到以及能否安全可靠的工作。
現有的電源主要由線性穩壓電源和開關穩壓電源兩大類組成。相對線性穩壓電源來說，開關穩壓電源的優點更能滿足現代電子設備的要求，開關電源的主要優點是：效率高，可靠性和穩定性好，體積小，重量輕，對供電電網電壓的波動不敏感，在電網電壓波動較大的情況下，任能維持較穩定的輸出[1]。開關電源一般采用PWM信號控制電源開關占空比，目前有很多的如TL494等專門的PWM控制芯片[5]和比較成熟的反饋電路設計但為了進一步降低電源輸出波紋，實現輸出可變并控制產品成本和體積。本設計中采用小封裝STC12C2052AD單片機完成PWM信號的產生、系統控制，A/D采樣等。實現了設計的數字化、小型化可應用于開關穩壓電源的設計。
1 系統結構
系統主要由電源整流部分、控制器、信號驅動模塊和升壓模塊組成，如圖1所示。系統輸入為220V，50Hz交流電壓，經電壓變換，整流濾波后得到18V的直流電壓，送入DC-DC變換電路，經濾波輸出直流。控制器完成電壓的AD變換并實現電壓值的外部設置和實時顯示，同時控制模塊輸出脈寬調制信號（PWM），從而控制Boost電路的輸出電壓[2，6-7]。該輸出電壓可在30～36V范圍內步進調節。最大輸出電流達2A。設計中DC-DC變換的核心電路采用經典的Boost升壓形式。
圖1 系統硬件總體框圖
2 系統硬件設計
2.1 MOS管驅動電路
由于單片機I/O口的驅動能力弱不足以驅動MOSFET，所以要增加專用的MOSFET電路。設計中采用采用美國IR公司推出的高壓浮動驅動集成模塊IR2110，從而減小了裝置的體積，降低了成本，提高了系統的可靠性[3-4]。IR2110是一款高低電平驅動器件具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達600V，在15V下靜態功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3Vcc，即功率器件的柵極驅動電壓）電壓范圍10～20V；其邏輯輸入電壓只需3.3～20V，可方便地與TTL或CMOS電平相匹配，輸出電壓最大可達20V，圖騰柱輸出驅動電流最大可達到2A；工作頻率高，可達100kHz；開通、關斷延遲小，分別為120ns和94ns；由于IR2110可同時驅動雙MOS管，因而系統只涉及一個MOS管，故只使用一路驅動即可。
2.2 STC12C2052AD控制器
系統中控制器不斷檢測電源的輸出電壓，根據電源輸出電壓與設定值之差，調整DA的輸出，控制PWM芯片，間接控制電源的工作。這種方式單片機已加入到電源的反饋環中，代替原來的比較放大環節。開關電源的控制芯片采用STC12C2052AD系列單片機，利用其內部PWM組件產生控制信號，經過放大后驅動boost升壓電路。STC系列單片機為單時鐘/機器周期（1T）的兼容8051內核單片機，是高速/低功耗的新一代8051單片機[8]。具有兩路PWM/PCA和8路8位精度的ADC，在本設計中充分利用這兩個功能來構成整個控制系統。
2.3 緩沖電路設計
當變換器的開關管在導通、截止后開關管的電壓和電流的乘積幾乎為零，但在導通和截止的變化過程中電壓和電流都具有一定的幅值。因此變換器就會在開關過程中產生開關損耗。通常，變換器的開關損耗中，關斷損耗比開通損耗大得多，因此大多數場合下只考慮關斷過程的緩沖即可。最簡單的緩沖電路就是附加緩沖電容，但在開關管導通時緩沖電容通過開關管放電，放電電流值非常大，開關關不能承受[9-10]。限制放電電流可串聯限流電阻但緩沖效果明顯變差，此時可將二級管并聯到電阻兩端以減小時間常數，這就是常用的RC-D緩沖電路，如圖2所示。
圖2 場管緩沖電路
為了有效的將開關管的開關應力轉移，緩沖電路作用的時間應大于開關管的電壓上升時間與電流下降時間之和，通?？梢赃x擇為開關周期的1/100～1/200電容理論值大約為6.7nF。多次試驗顯示，保護吸收電路的電阻應取kΩ級，電容取nF級即可。
2.4 采樣電路設計
為了實現電壓的反饋控制和過流保護，系統需要增加采樣電路，采樣電路共分成兩部分：電壓采樣和電流采樣。因為單片機ADC的參考電壓為5V不能直接對輸出電壓進行變換，因此需要對輸出電壓分壓后再采樣。采用對輸出的1/10分壓，分壓電路用簡單的電阻分壓器即可。課題要求系統具有過流保護的功能，這就要對電流進行采樣，將電流變成電壓后也進行ADC變換。采樣電阻的選擇十分重要，要求噪聲小，溫度特性好，所以最好選擇低溫度系數的高精度采樣電阻。例如，錳銅線制成的電阻，溫度系數約5ppm/℃ 。另外，由于采樣電阻與負載串聯時流過采樣電阻的電流通常比較大，因而溫度也會隨之上升。另外采樣電阻阻值取大一點，對穩定度有好處，但會使系統效率下降，折中考慮取R=0.5[Ω]。
3 系統軟件設計
3.1 單片機控制算法
為了通過反饋調節控制信號實現穩壓，系統軟件設計中加入了PID控制算法，即單片機中將給定電壓值與采樣反饋電壓值比較，利用偏差的比例、積分、微分線性組合調整PWM信號的占空比，進而達到穩壓。常用的PID算法形式為：
[Uk=Kpek+Kiikei+Kdek-ek-1]
式中：[Kp]、[Ki]、[Kd]分別為比例系數、積分系數、微分系數；e（k）為偏差；u（k）為所需控制信號的調整值。為了簡化程序該系統設計選擇P算法（PID算法的一種簡單形式），即令[Ki]、[Kd]為零，只考慮比例系數。因此，系統穩壓控制的優劣取決于參數[Kd]。[Kp]越大，系統反應越靈敏，但[Kp]偏大會導致輸出振蕩大，調節時間延長。因STC單片機速度較快所以課題中[Kp]選擇不必太大，可實現預期穩壓功能即可。
3.2 控制程序設計流程
根據課題要實現的功能及要求，單片機軟件的控制部分程序的流程圖3所示。
圖3 控制流程圖
4 調試結果
測試當中輸入電壓為18V，開關管的控制脈沖（PWM波）頻率為104kHz，占空比50%，組裝時電容取1600μF，電感為820mH，電阻為30Ω。得到的電流電壓波形圖如4所示?？煽闯觯诓豢紤]損耗時電壓可以升35V以上；在實際電路中因存在損耗，通過調整占空比達到了輸出電壓30～36V步進調整，最大輸出電流2A。
圖4 輸出電壓變化趨勢
改變電源的負載，對不同負載下的輸出電壓進行測試，數據如表1所示。
表1 負載調整率測試數據（U2=18V）
[輸出電流＼&空載＼&1KΩ＼&100Ω＼&30Ω＼&輸出電壓＼&36.0V＼&35.78V＼&35.5V＼&35.38V＼&]
負載調整率[SI]=（36.01-35.38）/36.01≈1.7%
對不同輸入電壓下的電流、電壓進行測試并計算出變換器的效率，測試結果如表2所示。
表2 變換器效率測試（不含單片機等控制電路）
[輸入
電壓[Ui]＼&輸入
電流[Ii]＼&輸出
電壓 Vo＼&輸出
電流[I0]＼&效率＼&21.9V＼&1.957＼&36.01V＼&1.056＼&88.7%＼&21.1V＼&2.898＼&35.86V＼&1.505＼&88.3%＼&]
5 結論
傳統的晶體管串聯調整穩壓電源雖具有穩定性好、輸出波紋小等優點，但體積大且笨重的工頻變壓器和濾波器和只有45%左右的電源效率等缺點不能滿足電源高效率、小型化、集成化、智能化的趨勢。而開關電源的效率可高達70%-95%，功耗小散熱器隨之減小。本設計增加了電源的數控功能利用Boost電路實現了系統設計的升壓轉換，采用單片機完成數字控制，軟件編程得到PWM信號，通過調整占空比實現輸出電壓數字調節，運用反饋算法實現可控的穩壓輸出。實驗表明各項指標滿足設計要求，適用于低成本、智能化的電源開發中，有廣闊的應用前景。
參考文獻：
[1] 康華光，陳大欽.電子技術基礎 模擬部分[M].北京：高等教育出版社，1999：443-478.
[2] 王水平，史俊杰，田安慶.開關穩壓電源設計及實用電路（修訂版）[M].西安：西安電子科技大學出版社，2005：46-48.
[3] 張乃國.電源技術[M].北京：中國電力出版社，1998：56-57.
[4] 金雍羊，彥畢強.新型單片開關電源的設計[J].電源技術應用，2000：58-59.
[5] 范進，敬嵐，喬衛民，馬陸.HIRFL―CSR 數字電源控制模塊的設計[J].微計算機信息，2007，3-1：242-243.
[6] 張大明，劉振鵬.單片微機控制應用技術[M].北京：機械工業出版社，2007：182-192.
[7] 陳永真，寧武，孟麗囡.單管變換器及其應用[M].北京：機械工業出版社，2006：5-8.59-63.
[8] STC12C2052AD系列單片機器件手冊[Z].
開關穩壓電源范文2
關鍵詞 LM5117；降壓型開關穩壓電源；閉環控制
中圖分類號：TN492 文獻標識碼：B
文章編號：1671-489X（2017）06-0036-03
Abstract This system design chooses LM5117 chip and CSD18532-KCS MOSFET of TI Company as control core voltage stabilizing system， and builds a stable and efficient buck type DC switching power supply. It uses the closed-loop feedback control voltage， im-proving the stability of output voltage. Design reduces the output ripple voltage， selecting the appropriate switching frequency com-pensation and loop network to enhance the stability and load capa-city， make output voltage more stable.
Key words LM5117； Buck DC； feedback control
1 引言
開關電源憑借其相對于線性電源的體積小、效率高、可靠性強的優點，在越來越多的場合得到應用。傳統的PWM開關電源電路結構復雜，開關頻率低，電源功耗高，紋波系數大。隨著對開關電源性能要求的不斷提高，傳統的PWM開關電源逐漸不能滿足性能要求，隨著半導體技術的迅猛發展。模塊化的開關電源控制芯片的優越性能得到越來越廣泛的應用，工作頻率高，紋波系數小，帶負載能力強，便于調試。TI公司生產的軍工級新型同步降壓控制器LM5117就是優秀代表。
2 LM5117介紹
LM5117是一款同步降壓控制器，適用于高電壓或各種輸入電源的降壓型穩壓器應用。其控制方法基于采用仿真電流斜坡的電流模式控制。電流模式控制具有固有的輸入電壓前饋、逐周期電流限制和簡化環路補償功能。使用仿真控制斜坡可降低脈寬調制電路對噪聲的敏感度，有助于實現高輸入電壓應用所必需的極小占空比的可靠控制。LM5117的工作頻率可以在50～750 kHz范圍內設定?？衫米赃m應死區時間控制來驅動外部高邊和低邊NMOS功率開關管（《LM5117技術手冊》）。
3 方案描述
為滿足題目要求，本系統能夠處理兩種輸入信號：16 V直流輸入電壓、外部負載R。通過人工方式在兩種輸入信號之間進行功能的切換，然后通過LM5117為核心的穩壓電路，分別實現16 V輸入、5 V恒壓輸出，負載R可變輸入、1～10 V電壓輸出這兩種功能。同時利用采樣電阻采集電流信號交給比較器控制，進行過流保護，提高系統可靠性。整體設計框圖如圖1所示。
4 方案設計
降低紋波 本系統采用加強輸入輸出的LC濾波網絡，輸入輸出信號在送到對應端口之前均采用多個電容并聯，大大降低紋波電壓；輸出端的LC濾波網絡選用較小電感（10 μH），降低電路功耗，有助于提高電源效率；輸出端采取C1和R21阻容吸收網絡，消除尖峰[1]。
負載R檢測 本系統使用LM358構成的恒流源電路[2]，將負載R的阻值轉化成電壓差分信號送入INA118儀表放大器進行放大，經恒流源轉化后差分信號Ud與負載阻值R之間滿足題目要求計算公式：Ud=R/1k（V）。
Ud被放大后通過運放，成為VOUT輸出。
負載R檢測如圖2所示。其中，U1A構成恒流源，RL為待測負載R（仿真電路中條件RL=5k），U2的INA118P為儀表放大器[3]，處理恒流源轉化的電壓差分信號R3/R5和R6/R4分別構成的分壓電路和比例電路。
穩壓控制 本系統采用以LM5117芯片為核心的穩壓電路，內部高增益誤差放大器產生一個與FB引腳電壓和內部高精度0.8 V基準之差成正比的誤差信號。選取合適的RCOMP、CCOMP和CHF構成π型環路補償元件，連接至COMP引腳的誤差放大器。選取合適的反饋調節網絡，使輸出電壓穩定到需求值[4]。
過流保護 LM5117芯片的UVLO端口是欠壓鎖定編程引腳。當UVLO引腳低于0.4 V時，穩壓器處于關斷模式，所有功能被禁用。如果UVLO引腳電壓高于0.4 V并低于1.25 V，穩壓器隨VCC穩壓器運行而處于待機模式，此時SS引腳接地，且HO和LO輸出端不會切換。決定利用這一特性，使工作電流超過額定電流時強制拉低UVLO口的電壓至0.4 V～1.25 V之間，將LM5117芯片置于待機狀B。
采集輸出電流，將取樣電壓與達到額定電流時的電壓進行比較，將比較結果使用CD4013進行鎖存，并反接肖特基二極管SS14，使過流時的UVLO端口鉗位到0.7 V，達到過流保護的效果[5]。過流保護如圖3所示。主電路整體原理圖如圖4所示。
5 測試方案與測試結果
首先，將本系統與外部直流電源相連接，調節直流電源輸出電壓，使得系統輸入UIN=16 V，保持恒定。調節負載大小，當IO=0.2IOMAX，記錄UO，即為輕載輸出電壓；當IO=IOMAX，記錄UO，即為滿載輸出電壓，計算負載調整率SI。
其次，調節直流電源輸出電壓，當系統輸入UIN=13.6 V和UIN=17.6 V時，分別記錄UO13.6V、UO17.6V，計算電源電壓調整率SV。
再次，調節直流電源輸出電壓，使得系統輸入UIN在13.6～17.6 V范圍內變化，在其中選取5組不同輸入電壓值進行測量。記錄不同輸入電壓UIN分別對應的輸入電流IIN、輸出電壓UO以及輸出電流IO，計算轉換效率η。
最后，調節直流電源輸出電壓，使得系統輸入UIN=16 V，保持恒定。改變外接待測電阻R大小，測量并記錄不同阻值下對應的輸入電流IIN、輸出電壓UO以及輸出電流IO，計算轉換效率η。
測試結果如表1～表4所示。
經測試，本系統能夠完成題目所有的設計性能要求。并且在負載調整率及轉換效率方面均優于設計要求。
6 結論
通過一系列功能測試，本系統以LM5117為核心設計穩壓電路，實現16～5 V的DC-DC電壓變換，同時能夠檢測外接負載R大小并根據一定的公式調節輸出電壓。經測試，系統能夠實現所有要求，并提高電源效率達到91%以上，負載調整率降至0.4%，同時將紋波電壓峰峰值控制在20 mV
以內，是一款性能優良的降壓型直流開關穩壓電源。
參考文獻
[1]童詩白.模擬電子線路[M].北京：清華大學出版社，1996.
[2]姚福安，徐向華.電子技術實驗課程設計與仿真[M].北京：清華大學出版社，2015.
[3]陳大欽，羅杰.電子技術基礎實驗[M].3版.北京：高等教育出版社，2008.
開關穩壓電源范文3
關鍵詞 直流穩壓電源；線性電源；開關電源
中圖分類號：TM44 文獻標識碼：A 文章編號：1671―7597（2013）031-134-01
1 線性直流穩壓電源
1）晶體管串聯式直流穩壓電源：晶體管串聯式直流穩壓電源工作在線性放大狀態，因而具有反應迅速，電壓穩定度和負載穩定度高，輸出紋波電壓小，噪聲小。在電路技術方面，其控制電路所用的元件少。對調整管的開關特性，濾波器的高頻性能等無特別要求，所以可靠性高。
串聯式穩壓電源的嚴重缺點是效率低。要提高效率就必須降低調整管上的壓降，減少在調整管上的損耗。解決的辦法：①PNP和NPN晶體管互補：串聯式穩壓電源輸出電源電流較大時，通常調整管都要接成共集電極的達林頓組合管。因為在晶體管電參數相同情況下在保持電流放大倍數相等的情況下，互補連接的組合調整管的集射極壓降減少了，因而電源的效率得到提高；②偏置法：一般共集電極組合管集射間的壓降一定程度上取決偏置電流。采用偏置連接法當輸出電流一定時可以有效的提高電源效率；③開關穩壓器作前置予調節：在輸入-輸出電壓差比較大，輸出電流也比較大的場合，采用開關穩壓器作串聯式穩壓器的前置予調節也是提高電源效率的有效辦法。開關予調節還可以設置在電源變壓器的原邊。
2）集成線性穩壓器發展：早期市場集成穩壓器的廠家很多，產量大、應用廣泛。主要有半導體單片式集成穩壓器和混合式集成穩壓器兩大類。它們的電路形式、封裝、電壓及電流的規格都是多種多樣的。集成穩壓器可分為定電壓的，可調的，跟蹤的和浮動的。但是不管哪一種形式，它們通常由基準電壓源，比較放大器，調整元件即功率晶體三極管和某種形式的限流電路組成。有些集成穩壓器內部還有邏輯關閉電路和熱截止電路。集成穩壓器與由分立元件組成的穩壓器比較，集成穩壓器的優點非常明顯，成本低，體積小，使用方便，性能好，可靠性高。
3）恒流源網絡穩壓電源技術：采用恒流網絡穩壓是目前串聯穩壓電源的有一特點。采用恒流網絡可以有效地提高電源的穩定性。集成穩壓器中普遍采用了恒流網絡。分立元件組成的串聯穩壓器也愈來愈多地運用恒流技術。使用晶體管場效應管和恒流二極管等元件可以實現恒流。恒流二極管在分立元件的串聯穩壓器中使用更為方便。
2 開關直流穩壓電源
開關式直流穩壓電源指其功率調整元件以“開”、“關”方式工作的一種直流穩壓電源。早期的磁放大器開關直流穩壓電源是利用鐵芯的“飽和”、“非飽和”兩種狀態進行“開”、“關”控制，那是一種低頻磁放大器。在此過程中出現的可控硅相控整流穩壓電源也屬于開關直流穩壓電源。隨后，高頻開關功率變換技術得到了快速發展，這主要是指變換器方式的高頻開關直流穩壓電源。上個世紀90年代電力電子技術、PWM等技術的日趨成熟，直流開關電源和交流開關電源已成為主導市場。電力電子技術是利用電力電子技術對電能進行控制和轉換的學科。它包括電力電子器件 、變流電路和控制電路三個部分，是電力、電子、控制三大電氣工程技術領域之間的交叉學科。隨著科學技術的發展，電力電子技術由于和現代控制理論、材料科學、電機工程、微電 子技術等許多領域密切相關，已逐步發展成為一門多學科相互滲透的綜合性技術學科。
1）無工頻變壓器化：省掉工頻電源變壓器而采用直接從電網整流輸入方式是開關電源減少體積和重量的一個重要措施。無工頻變壓器化已成為當代先進開關電源的一個特點。無工頻變壓器的開關電源與各種有工頻變壓器的直流穩壓電源相比，其突出優點是體積小、重量、效率高。開關電源的電路形式已多種多樣了。就調制技術而言有脈寬調制型、頻率調制型、混合調制型，其中脈寬調制占絕大多數。目前出現了完全無變壓器的開關電源，即連高頻變換器都不需要。這種電源的最大特點是體積還可比現在的無工頻變壓器開關電源小的多，而且沒有繞制的變壓器這一類器件，可以集成電路工藝制作。
2）開關電源高頻化：現代開關電源的一個顯著特點是開關頻率不斷提高，不管是晶體管開關電源、可控硅開關電源還是場效應管開關電源都是向高頻化方向發展。隨著功率IGBT和MOSFET的出現，開關電源的工作頻率已從早期典型的20KHz逐步提高到兆赫范圍甚至G赫范圍。
3）控制電路集成化：早期開關電源的控制電路是用分立元件構成的。這樣，電路設計復雜，調試維修麻煩，影響開關電源的推廣應用。為了適應開關電源的迅速發展，集成化的開關電源控制電路被研制成功，而且功能愈加完善。開關電源控制電路集成化，大大簡化了開關電源的設計，提高了開關電源的電性能和可靠性，而且體積小，降低成本。
4）主要元器件高頻化：為了適應開關電源迅速發展的需要，開關電源所用的主要元器件的發展也很快，其主要目標是高頻化。開關電源中的開關元件-功率晶體管、可控硅和場效應管都在提高看工作頻率方面取得了成績。但是最引人注目的是功率管IGBT復合管，MOSFET場效應管的出現，它不僅開關頻率提高到1MHz-1GHz，而且開關特性好，所需驅動功率小，不存在二次就穿，能防止熱奔等特殊優點。另外大電流肖特基勢壘的出現大大改善了低電壓電流開關電源的整流效率，它具有開關速度快、反向恢復時間短，正向壓降地等優點。在濾波過程中，電容器等器件也要在材料、結構工藝諸方面進行研制，以適應開關電源高頻化的要求。
5）全數字化控制：開關電源的控制已經由模擬控制，模數混合控制，進入到全數字控制階段。全數字控制是一個新的發展趨勢，已經在許多功率變換設備中得到應用。但是過去數字控制在DC/DC變換器中用得較少。近兩年來，開關電源的高性能全數字控制芯片已經開發，費用也已降到比較合理的水平，歐美已有多家公司開發并制造出開關變換器的數字控制芯片及軟件。全數字控制的優點是：數字信號與混合模數信號相比可以標定更小的量，芯片價格也更低廉；對電流檢測誤差可以進行精確的數字校正，電壓檢測也更精確；可以實現快速，靈活的控制設計。
參考文獻
開關穩壓電源范文4
引言
交流穩壓技術的發展一直倍受廣大用戶和生產廠商的關注，其原因在于我國市場上現有的各種交流電力穩壓產品，在技術性能上都有不盡人意之處。
在我國應用較早，且用戶最廣的交流電力穩壓電源當屬柱式（或盤式）交流穩壓器，雖然這種穩壓電源有很多優點，但由于它是用機械傳動結構驅動碳刷（或滾輪）以調節自耦變壓器抽頭位置的方法進行穩壓，所以存在工作壽命短，可靠性差，動態響應速度慢等難以克服的缺陷。
近年來不少生產廠家針對柱式交流電力穩壓器所存在的缺點，紛紛推出無觸點補償式交流穩壓器，大有取代柱式穩壓器之勢。這種電源實質上仍然是采用自耦方式進行調壓，所不同的只是通過控制若干個晶閘管的通斷，改變自耦變壓器多個固定抽頭的組合方式，來代替通過機械傳動驅動碳刷改變自耦變壓器抽頭位置的一種調壓方法。這種方法固然提高了穩壓電源的可靠性和動態響應速度，但卻失去了一個重要的調節特性——平滑性，即調節是有級的，其必然結果是穩壓精度低（一般只有3％～5％），并且在調節過程中，當負載電流很大時會沖擊電網并產生低頻次諧波分量，對負載也會產生沖擊；另外采用這種方法所用變壓器較多（一相至少需二臺，即一臺自耦變壓器，一臺補償變壓器），這就增加了電源的自重和空載損耗。
伴隨著全控開關器件的容量和性能以及模塊化程度的提高，集成控制電路功能的不斷完善，吉林市長城科技有限責任公司憑借自己的科技實力，率先研制出采用PWM技術，通過全控開關器件IGBT，對交流進行斬波控制的新型補償式交流穩壓電源——JJY－ZK/BW系列斬控補償式交流穩壓電源。為我國交流穩壓技術的創新和滿足市場對高性能交流穩壓電源的需求開創了新局面，下面對PWM交流斬控技術在該種交流穩壓電源中的應用原理及性能做一簡要介紹。
1 PWM交流斬控調壓原理
圖1（a）所示，假定電路中各部分都是理想狀態。開關S1為斬波開關，S2為考慮負載電感續流的開關，二者均為全控開關器件與二極管串聯組成的單相開關[見圖1（b）]。S1及S2不允許同時導通，通常二者在開關時序上互補。定義輸入電源電壓u的周期T與開關周期Ts之比為電路工作載波比Kc，（Kc=T/Ts）。圖1（c）表示主電路在穩態運行時的輸出電壓波形。顯然輸出電壓uo為：
式中：E（t）為開關函數，其波形示于圖1（c），函數由式（2）定義。
在圖1（a）電路條件下，則
E（t）函數經傅立葉級數展開，可得
式中：D=ton1/Ts，ωs=2π/Ts，θn=nπ/Ts；
D為S1的占空比；
ton1為一個開關周期中S1的導通時間。
將式（4）代入式（3）可得
式（5）表明，uo含有基波及各次諧波。諧波頻率在開關頻率及其整數倍兩側±ω處分布，開關頻率越高，諧波與基波距離越遠，越容易濾掉。
在經LC濾波后，則有
把輸出電壓基波幅值與輸入電壓基波幅值之比定義為調壓電壓增益，即
由此可見電壓增益等于占空比D，因此改變占空比就可以達到調壓的目的。
2 控制方案設計與工作原理
一般情況下，PWM交流斬控調壓器的控制方式與主電路模型、電路結構及相數有關。
若采用互補控制，斬波開關和續流開關在換流過程中會出現短路，產生瞬時沖擊電流；如設置換相死區時間，又可能造成換相死區時間內二個開關都不導通使負載開路，在有電感存在的情況下，會產生瞬時電壓沖擊。本方案采用有電壓、電流相位檢測的非互補控制方式，如圖2所示。對相數而言本方案采用三相四線制，即用三個單相電路，組合成三相電源，這樣可以避免相間干擾，保持各相電壓輸出穩定。
由圖2可見，V1，VD1與V2，VD2構成雙向斬波開關，Vf1，VDf2與Vf2，VDf1構成雙向續流開關；Lof及Cof分別為濾波電感、電容；u1為補償變壓器初級繞組兩端電壓，u2為向主電路補償的電壓。本方案采用了有電壓、電流相位檢測的非互補控制方式。圖3為在RL負載下，這種非互補的斬波開關和續流開關門極驅動信號的時序配合及一個電源周期中輸出電壓的理想波形。
由圖3可見根據負載電壓電流相位，一個電源工作周期可分為4個區間.
上述工作狀態，可用邏輯表達式表示為：
為保證電源滿足負載特性的要求及運行可靠性,本方案采用了圖4所示的控制電路結構。
3 補償穩壓原理及控制
圖5示出補償穩壓電路。
圖5中電網電壓u，補償電壓uc，輸出電壓uo均為工頻。當u與uc相位差?=0°時，uo=u＋uc；當?=180°時，uo=u－uc。因此，當電網電壓u變化時調節uc的大小以及與u的相對極性即可保證uo的恒定。
u與uc相對極性變換的控制如圖6所示。其輸出uQ接雙向晶閘管的過零觸發電路。采樣信號取自uo經整流濾波后的輸出。電位器Rp用于調節輸入信號的門檻電壓，其傳輸特性如圖6（b）所示。
4 結語
PWM交流斬控技術用于交流穩壓，顯著地提高了交流穩壓電源的技術性能，其主要特點是：
1）可采用全固態器件，真正做到了無觸點、無抽頭，因而可靠性高、工作壽命長；
2）平滑調節，輸出無級差，對電網及用戶無沖擊，不產生低頻次諧波干擾；
3）輸出精度高，實際精度可達到±0.5％，即便在正補償與負補償變換瞬間，輸出電壓波動也不超過額定電壓的1％；
4）動態響應速度快，可達ms級；
開關穩壓電源范文5
我們知道，常見的衛視接收機普遍采用的是開關電源，其設計輸出的電壓一般有以下幾組：
a. 3.3V@3A (供主芯片、SDRAM及FLASH MEMORY等)
b. 5V@1.5A(供TUNER、前面板及音頻DAC等)
c. 12V@0.5A(供音頻LPF運放及0/12V切換輸出等)
d. 21V@0.5A(供LNB 13/18V切換輸出)
e. 30V@0.01A(TUNER容變二極管調諧)
(注：少部分機型有-12V電源，供音頻LPF運放。在有PVR功能的接收機中，5V/12V電源需供硬盤電源)。
雖然我們可以使用常見的逆變器將12V或24V直流電源變換成220V交流電源供給接收機使用，但電源經DCACDC多次轉換，其能源利用效率大為降低。而且很多低價格逆變器的輸出交流波形并不是正弦波。更有甚者，有的逆變器就直接用方波激勵逆變器逆變管，使輸出的交流中包含有大量的高次諧波。這種高次諧波會干擾其它電器，同時影響衛視接收機的音視頻放送質量，嚴重的甚至會干擾衛視接收機，造成死機等故障發生。同時，沉重、落后的逆變器不便攜帶。
當然我們可以用線性三端穩壓器件來滿足接收機所需要的幾組電源，但線性穩壓電源有一個共同的特點，就是它的功率器件調整管工作在線性區，靠調整管的電壓降來穩定輸出。這種線性穩壓電源的線性調整工作方式在工作中會有大量的“熱損失”，其熱損值為P=V(調整管壓降)×I(負載電流)，工作效率僅為30%～50%。由于調整管靜態功率損耗大，需要安裝一個很大的散熱器給它散熱。衛視接收機系統一般都需要幾組穩定的工作電壓才能可靠工作，這樣就需要好幾個線性穩壓器才能滿足要求，并且在相當多的接收機中都需要有33V電源供Tuner作為調諧電壓，因此采用線性穩壓電源方式時，其輸入電源電壓就要大于33V。同時線性電源較低的效率也會使大量的輸入電能變成熱能而白白消耗掉，在實用性和經濟性上都不能達到朋友的要求，而且高達30多伏的輸入電源在戶外環境或移動情況下難以實現。
開關型直流穩壓電源是與線性穩壓電源不同的另一類穩壓電源，它和線性電源的根本區別在于它是工作在幾十千赫茲到幾兆赫茲。功率器件調整管是工作在飽和及截止區，即開關狀態，開關電源因此而得名。開關電源調節器件以完全導通或關斷的方式工作，工作時要么是大電流流過低導通電壓降的開關管，要么是完全截止無電流流過，因此，開關穩壓電源的功耗極低，其平均工作效率可達70%～90%。在相同電壓降的條件下，開關電源調節器件與線性穩壓器件相比具有少得多的“熱損失”，這樣，開關穩壓電源就可以大大減少散熱片體積和PCB板的面積，在大多數情況下甚至不需要加裝散熱片。此外，由于開關穩壓電源“熱損失”的減少，設計時還可以提高穩壓電源的輸入電壓，使其可以在較大的輸入電壓范圍內正常工作，這有助于提高抗輸入電壓跌落干擾的能力和可以適應更多的輸入電源種類。
較高的輸出電壓紋波（一般大于30mV）是開關穩壓電源不可回避的問題，在一些對電源紋波電壓有特殊要求的場合（如MCU內部PLL、Tuner內的高精度A/D轉換器等），常采用線性穩壓電源來降低穩壓電源輸出的紋波電壓。因此，采用開關穩壓電源與線性穩壓電源相結合的形式為有特殊要求的器件供電提供了一種更好的方法。線性穩壓芯片是一種最簡單的電源轉換芯片，基本上不需要元件。傳統的線性穩壓器，如78xx系列都要求輸入電壓要比輸出電壓高2V-3V以上，否則不能正常工作，5V到3.3V的電壓差只有1.7V，所以78xx系列已經不能滿足3.3V或2.5V的電源設計要求。 面對這類需求，許多電源芯片公司推出了Low Dropout Regulator,即：低壓差線形穩壓器，簡稱LDO。這種電源芯片的壓差只有1.3-0.2伏，可以實現5V轉3.3V/2.5V，3.3V轉2.5V/1.8V等要求。同時，較低的穩壓壓降，可維持較低的LDO自身功耗。
設計構思與工作原理
在對線性穩壓集成電路與開關穩壓集成電路的應用特性進行比較的基礎上，我們的選擇設計了DC/DC開關穩壓和LDO的組合電源。它是由AC/DC電源適配器或直流電池組提供一個直流輸入電壓，經DC/DC及LDO變換以后在輸出端獲得接收機所需的幾組直流電壓。我們只要將衛視接收機內的開關電源板替換成這種組合電源，就可以在移動環境下實現接收衛視信號的目的。
由前述的接收機幾組電源參數可知，衛視接收機主要的功率消耗在3.3V和5V兩組電源上。筆者設計了這款12V電壓輸入的衛視接收機電源板，其電原理圖見圖一。
電源板基本技術參數：
輸入電壓 ：DC 9V～19V（推薦電壓：DC12V）
輸出電壓：
1.8V(或2.8V可選)/Max1000mA 一路
3.3V/ Max 3200mA 二路
5.0V/ Max 2500mA 二路
12V/ Max 500mA一路
21V/ Max 500mA一路
33V/ Max 20mA 一路
在這款電源設計中使用了兩類穩壓電源器件：LDO (低壓差穩壓器)和DC/DC開關式降壓器(升壓器)。DC/DC開關式降(升)壓器：轉換效率最高可達95%，屬于開關電源的一類。對于LDO，由于其為線性降壓元件，故供電效率完全取決于其輸入/輸出電壓差和輸出電流的大小。
LM2596開關電壓調節器是電源管理單片集成電路，能夠輸出3A的驅動電流，同時具有很好的線性和負載調節特性。固定輸出版本有3.3V、5V、12V， 可調版本可以輸出小于40V的各種電壓。該器件內部集成頻率補償和固定頻率發生器，開關頻率為150KHz，與低頻開關調節器相比較，可以使用更小規格的濾波元件。由于該器件只需4個外接元件，可以使用通用的標準電感，這更優化了LM2596的使用，極大地簡化了開關電源電路的設計，我們選用固定型LM2596-5。
LM2585開關電壓調節器是升壓單片集成電路，能夠輸出3A的驅動電流，同時具有很好的線性和負載調節特性，開關頻率100 KHz。有4 種不同的輸出電壓版本：固定3.3V/ 5.0V/12V 和可調整型。我們選用可調整型LM2585-ADJ。
LT1117是三端的LDO器件，能夠輸出0.8A的驅動電流，有4 種不同的輸出電壓版本：固定3.3V/ 2.5V/1.8V 和可調整型。我們選用固定型LT1117-3.3及LT1117-2.5(1.8)。
12V直流電壓輸入的衛視接收機用的電源板工作原理：
12V電源電壓送入由U1(LM2596-5)構成的DC-DC開關式降壓器輸出+5V；同時LM2596的開關脈沖進入由D1、D2和D14三個雙二極管構成的倍壓整流電路升至約40V直流電壓經齊納穩壓管D4穩壓輸出+33V供Tuner調諧變容二極器作調諧電壓；另一路12V進入由U2(LM2585-Adj)構成的DC-DC升壓開關穩壓器輸出+21V供接收機LNB 13/18V極化切換；+3.3V由U1(LM2596-5)輸出的+5V經U3(LT1117-3.3) LDO降壓取得。在有些衛視接收機中還需+2.5V(或+1.8V)供CPU，在設計中增加了另一路LDO降壓，裝上U4(LT-1117-2.5/LT1117-1.8)可輸出+2.5V(或1.8V)，對于不需要+2.5V(或1.8V)的接收機，可不裝U4 LDO及其濾波感容元件。
關鍵的元器件選擇：
電路中的輸入電容C7、C21一般應大于或等于100μF，安裝時要求盡量靠近LM2596或LM2585的輸入引腳，其耐壓值應與最大輸入電壓值相匹配。LM2596輸出端電容C12的值取470uF；LM2585輸出端電容C24一般應大于或等于220uF； 輸出電容C12、C24的耐壓值應大于額定輸出電壓的1.5～2倍。對于5V電壓輸出而言，推薦使用耐壓值大于16V的電容器。同時輸出電容的ESR會影響到調整器控制回路的穩定性，所以電容的ESR是影響輸出波紋的一個因素，絕大多數小電容有較高的ESR，導致高的開關波紋，最好選用OS-CON高頻電容。
L3的取值為：47uH，L6的取值為：82uH。儲能電感是影響DC-DC轉換器性能的關鍵器件，主要考慮的參數有電感量、飽和電流和直流電阻以及鐵氧體材料磁芯的開關工作頻率，在體積和成本允許的情況下應選用飽和電流比較大的電感，因為當磁芯接近飽和時損耗增大，會降低轉換效率。電感的飽和電流至少應大于負載的峰值電流，電感的直流電阻會消耗一定的功率，在體積和成本許可的情況下應盡量選用直流電阻小的電感。另外，為降低電源的EMI，最好選用具有閉合磁芯的電感。
二極管VD3的額定電流值應大于最大負載電流的1.2倍，考慮到負載短路的情況，二極管的額定電流值應大于LM2596的最大電流限制，二極管的反向電壓應大于最大輸入電壓的1.25倍，推薦使用1N582x系列的肖特基二極管。二極管D5的額定電流值也應大于最大負載電流的1.2倍，反向電壓應大于最大輸入電壓的4倍。
U2的采樣電阻R3、R4和R5應使用1%精度的電阻，它們的值與輸出電壓有以下關系：
VOUT = VREF〔 1 +（R4+R5）/R3〕
其中VOUT是輸出電壓、VREF是參考電壓(VREF =1.23V)
圖二為該電源板的雙面PCB板，圖三為安裝好的成品電源板，圖四為配套的220V/12V電源適配器。
這款電源板采用了雙面印刷電路設計，其PCB板尺寸僅為：9.6cm×7.4cm，小容量阻容元件選用貼片元件，電解電容一律使用耐高溫為105°C的，功率電感采用閉合磁芯的電感，防反插大功率專用電源插座。整個電源板裝好后一般不需調試，檢測輸出電壓正常后即可上機使用。
應用實例及性能測試
了解了這塊電源板的設計特點和原理后，我們再來看看它的各種性能和測試結果。
A：?？送?000H接收機應用實例及性能測試
?？送?000H接收機后面板的標貼處實際是一個為安裝12V控制的方形沖孔，用環氧敷銅板在此處打孔并固定，把電源板12V輸入插座焊下對孔固定。圖五是直流12V輸入插座安裝實體圖（左為揭開標簽后的后面板，中為插頭安裝后示意圖，右為插座固定示意圖），“SKEW”孔正好安裝一只3.5直插插座，將兩插座并聯，可以方便的使用其他類型插頭電源的輸入。
圖六為電源板安裝在?？送?000H接收機中的實體圖。
安裝完畢，檢查連接無誤后接通220V/12V適配器電源，與原機開關電源使用220V市電一樣，熟悉的開機畫面和啟動過程無任何異樣，其聲畫俱佳。
配用220V/12V電源適配器在機實驗測試數據
測量儀表：DT890數字萬用表（DC：10A檔）
在接收機進入“增加節目”狀態后，其電流值顯示比在接收節目狀態時均略下降5-10mA。
B：百勝P-3800接收機應用實例及性能測試
拆除原機開關電源板及AC220V電源線,在原AC220V電源線安裝孔裝上12V電源插座，主板各組電源與電源板一一對應相聯，檢查無誤后通電，接收機啟動正常。
注：本機改裝了DAC及運放模擬音頻部分電路，同時增加一電源模塊，將原機模擬音頻部分電路由單12V供電改成正負雙12V供電。并拆除了TV RF調制器。外接12V供電電流有所增加。圖七為在百勝P－3800接收機上的安裝實體圖。
配用220V/12V電源適配器在機實驗測試數據
測量儀表：DT-8888數字萬用表（20A檔）
收視衛星：113°E帕拉帕C2，高頻頭：嘉頓（9750/10600MHz）
C：航科CDXT430接收機應用實例及性能測試
拆除原機開關電源板及AC220V電源插座。將電源板在原機開關電源板處安裝，將主板各組電源與電源板一一對應相聯，檢查無誤后通電。接收機啟動正常。
圖八：為在航料430接收機上的安裝實體圖。
航科430機接收系統：一個0.45米的碟形衛星接收天線一鍋138°E、146°E雙頭雙星，一個0.6米的碟形衛星接收天線一鍋113°E帕拉帕C2、105.5°E 3S(Ku)雙頭雙星至一22K中頻切換開關，上述各星信號饋線接至DiSEqC四切一中頻開關再接至航科430衛視接收機。航科430系統軟件第一系統：中文南瓜，第二系統：英文V+V。其中138°E數碼天空、113°E真世界兩直播平臺使用CV12網絡共享解密系統，146°E馬步海夢幻直播平臺使用ATMEGA8芯片黑色D卡解密。
配用220V/12V電源適配器在機實驗測試數據
測量儀表：DT-8888數字萬用表（20A檔）
D：應用鎳氫可充電池作電源供應的實驗
采用市場上常見到的鎳氫電池，作為直流電源，看看它的表現如何！
圖九為郵購價3元一只的5號鎳氫電池。電池容量標注1600mAH，標稱電壓1.2V。
10節鎳氫電池經過20小時的首次充電后，串聯后測空載電壓為14V，接入已安裝在?？送?000H接收機的12V電源板的電源輸入端。
測量儀表：MF47萬用表（DC：50V檔）、DT890數字萬用表（DC 10A檔）。
環境溫度：18°C
10節鎳氫電池組在連續工作1小時10分鐘后，電壓跌落加快，在跌落到5V時接收機停止工作，在電池組電壓跌落到5V的過程中，接收機始終穩定在選定的鳳凰咨詢臺直至停止工作，未發生節目偏移現象。
再次對鎳氫電池充電，充滿放置4個小時后，采取間斷供電的方式，每供電20分鐘停止10分鐘，然后重復此過程，在電池組電壓跌落到10V時停止供電（此時為電池放電的保護截至電壓），累計實際供電時間為1小時20分鐘（編者注：為了增加供電時間，可選擇較大AH的電池)。
E：輸入電壓的變化對輸出穩壓性能影響的測試
在?？送?000H接收機上，以12V電源板的最高輸出電壓32V為例，用MF47型萬用表觀察其輸出電壓相應的跌落變化。在充電電池組電壓逐步下降的過程中，從開始的最高值逐漸跌落到10V時，其電源板輸出的32V電壓保持不變，電池組電壓跌落到9.5V時，32V電壓跌落到31V，在電池組電壓跌落到7.6V時，32V電壓跌落到25V，在電池組電壓跌落到5V以下時，32V電壓隨之迅速跌落，整個電源板停止工作。
在上述實驗中，本電源板的各電壓轉換集成電路在沒有另加散熱器的情況下只有溫熱感，溫度最高的是LM2596穩壓塊，估計表面溫度低于60°C。
注：雖然本電源板的輸入電壓設計適應范圍為：DC 9～19V，但在用高于12V的直流輸入電源時請務必注意：
1、查看接收機原電源板輸出的12V電壓是否是只提供給接收機的音頻低放部分，并且音頻低放單元的最高承受電壓要大于本電源板的輸入電壓！
2、如果第一項是肯定的，將接收機主板中原12V電源通路的濾波電容全部更換為等于或高于25V耐壓值的電容！
3、如果接收機原電源板輸出的12V電壓同時還供給其它電路，應檢查相應的單元電路最高耐受電壓是否高于本電源板的輸入電壓，并且確定在此電壓下是否能可靠和正常工作。
4、選用其他直流輸入電源時，要注意其空載時的輸出電壓是否符合上述要求！
F：220V/12V電源適配器輸出電壓測試數據
測量儀表：：MF47萬用表（DC：50V檔），DT890數字表（DC：10A檔）
G：12V輸入電源的接收機用電源板轉換效率的測試
使用海克威2000H接收機，在相同的收視參數條件下，分別測試12V電源板的輸入電壓、電流以及其輸出的各路電壓、電流。
測量儀表：DT9205M數字萬用表。測試數據如下表：
其工作效率η=輸出總功率Pout/輸入總功率Pin=0.701
結論
開關穩壓電源范文6
關鍵詞 交流電 負載平衡效益
一、三相交流電源負載不平衡引發的問題
隨著我校計算機數量的增加和顯示屏尺寸的加大，以及計算機設備對電源質量要求較高的情況下，原有的三相交流50KVA的兩臺DJDW穩壓電源設備經常出現前端開關燒毀和斷電等現象。經過多次調查發現，是由于當時室內計算機是利用原來墻壁上的電源供電，就使得三相交流穩壓電源不能不出現在某相有超載或輕載現象，使三相交流穩壓供電不平衡，使三相交流穩壓電源系統供電工作極不穩定。嚴重影響了正常教學秩序的進行。
二、通過三相負載平衡，提高三相交流穩壓電源的功效
為有效解決我校計算機房三相交流穩壓電源嚴重不平衡的問題，讓我校計算機房三相交流穩壓電源充分發揮出應有的效率，為了有效的節約資金，根據供電負載平衡原理，其運用解決方式如下：三相四線制可輸送兩種電壓：一種是端線與端線之間的電壓叫線電壓，另一種是端線與中線之間的電壓叫相電壓。三相負載做星形連接，在對稱三相電壓作用下，流過對稱三相負載中每相負載的電流相等。流過中線的電流為零。
由基爾霍夫定律得知：中線電流in＝i1＋i2＋i3 對應的矢量式IN＝I1＋I2＋I3可知三相對稱負載星形連接時的中線電流為零。那么在三相交流電路中，三相負載消耗的總電功率為各相負載消耗功率之和：
所以在此三相交流電路中，只要三相負載對稱，平衡供電，每相都可以提供給75A額定電流。每臺計算機額定電流是1.4A，但實際測量17寸顯示器計算機工作電流在0.8A—1A之間，那么每相穩壓單相電源可帶75—93臺電腦。每臺50KVA的三相交流穩壓電源，如在三相負載平衡的情況下，帶240臺電腦符合用電要求，這樣提高功率1／4倍。應該說按三相負載平衡情況下帶270臺電腦也沒問題，那就是提高功率1／3倍。我將兩臺穩壓電源所帶動的機房都進行了線路平衡改造，由原來的只能帶6個微機室360臺電腦增加到帶8個微機室480臺電腦。既保障了教學秩序的正常進行，又為學校節約了資金。不僅使480臺計算機的電源得到有效的保證，并且還留有40臺計算機電源使用余量，做為用電安全保護系數。
三、改造電源供電平衡電路
如何改造我根據三相負載平衡原理，并對照以前供電情況提出了新的供電方案，新的電路改造方案。當時有6個計算機室，大的計算機室103臺電腦，小的計算機室38臺計算機，計算機室用三相交流穩壓電源按三相負載平衡原理供電，再根據計算機室的特點，為其設計電路。以103臺計算機為例，每個計算機室有一臺服務器和一臺教師用計算機在前排面對著學生。學生計算機橫有13排，每排8臺計算機，豎排4排，（橫13×8＝104）靠墻兩側各一排（2臺計算機）每側26臺計算機，中間兩豎排并在一起（4臺計算機）中間共有52臺計算機，總共為106臺計算機?？紤]到教師用計算機和服務器的應用特點，單獨用開關控制，每個插排供兩臺計算機用電（每個插排由四個三孔插座組成）。每個計算機房電源控制箱靠北墻（每個計算機房電源控制箱的電源是由2臺DJDW 50KVA三相交流穩壓電源組成的穩壓電源室提供），室內電源控制箱是由1個三相空氣斷路器作為室內計算機總電源控制開關，A、B、C、三相室內計算機供電線路分別由3個單相空氣斷路器分別實施控制。I路由A相空氣斷路器控制供電，Ⅱ路由B相空氣斷路器控制供電，Ⅲ路由C相空氣斷路器控制供電。
通過改造使原來的兩臺DJDW三相交流50KVA穩壓電源僅供360臺計算機，還會經常出現提供電源斷電故障，后經供電線路平衡改造后，增加到480臺電腦。照原來設備增加容量1／4倍。還留有增加設備負載的余量，作為安全系數，還能確保安全。這些說明什么，說明利用一些原理和技術的應用就能發揮一些設備的自身的能量，使其發揮最大效率，達到節約資金的目的和效果。
從以上的線路改造和實際應用，應該說其實際的功率提高是遠遠超過這些，因為計算機機型的換代，顯示器300臺由原來的15英寸，全部更換為17英寸，每臺計算機實際工作電流大約增加0. 1A—0.2A，實際工作電流無形中其電流增加了?？梢园l現改造后的兩臺DJDW50KVA的三相交流穩壓電源供電的平衡電路，增加的容量可以說遠遠不止1／4倍。在我校計算機房中的480臺計算機全部采用17英寸顯示器的情況下，完全經住了考驗?？梢哉f不但節約了近5萬元的資金，也使供電線路更加流暢，確保了正常的教學秩序的需要。達到了充分利用設備讓設備發揮最大的效率、實現節約資金的目的、應該說利用三相負載平衡原理的效果是顯著的。
參考文獻：
