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驅動電源設計范文1
【關鍵詞】LED照明；開關電源；恒流驅動；調光控制
1.引言
隨著全球能源緊缺的狀況日益加劇，大力發展節能環保產品勢在必行。采用發光二極管（LED）作為發光源的半導體照明因具有節能、環保、體積小、長壽命的特點，成為頗具優勢的綠色節能照明光源。為加快發展中國的半導體照明產業，科技部于2003年成立了“國家半導體照明工程協調領導小組”協調組織實施國家半導體照明工程。在新頒布的《輕工業“十二五”發展規劃》中，照明電器產業被列為八個“重點行業技術改造工程”之一。2011年11月，發改委公布了白熾燈的淘汰路線圖，傳統高能耗的白熾燈將逐步淡出人們的視野。LED照明產品的驅動電源設計選擇既具有電源設計的普遍性又有它的特殊性。
2.LED的特性與驅動原理
2.1 LED的電氣特性
從白光LED誕生以來，LED用于常規照明領域成為可能。隨著近年來大功率白光LED的出現與發展，它已進入人們的生活照明、道路照明、工業照明等各個領域。
LED作為二極管的種類之一，具有同普通二極管相似的V-I特性，它的開啟電壓要大于普通二極管。當外部施加電壓大于開啟電壓后，電流將以正向電壓的指數倍增加。（如圖1）在LED導通后一定電流值范圍內，其發光亮度與電流值幾乎成線性正比關系。故外部微小的電壓變化都會引起發光亮度的顯著改變。而過大的正向電流會使LED發熱，LED的光效會隨著溫度的升高而降低。并且持續過熱會嚴重影響LED的壽命甚至造成其損壞。
2.2 LED的驅動方式
傳統的白熾燈直接使用交流市電，熒光燈需要高壓啟輝。而LED的驅動有別于傳統光源的驅動方式。為避免LED工作電流超出其最大額定范圍而造成損壞，需要用恒流方式加以限制。在照明產品應用中，LED多數是以串并聯組合成燈珠陣列的方式作為光源，為保證陣列中各個LED單元亮度的一致性，也決定了應采用恒流的驅動方式。
2.3 恒流電源的工作原理
在應用單顆或單串LED且負載功率較小的時候，通常會用在LED串上串聯限流電阻的方式來實現穩流。在LED負載功率稍大時則使用線性恒流穩壓器（CCR）來實現。（如圖2）這種方法在小功率應用時簡便易行。
但由于CCR方式效率較低，熱耗散高，在LED負載功率較大時就不適用了。在大功率應用時，通常使用反饋恒流的方式。圖3是一個恒流線性電源的基本模型。通過檢測LED串聯的取樣電阻Rs兩端的電壓，與放大器A1參考電壓比較，調整開關管Q1以維持Rs兩端電壓不變，即實現了負載中電流的恒定。
3.LED驅動電源的設計選擇
3.1 LED照明產品分類
各種照明產品又具有各自的應用與外形特點，設計選擇驅動電源時又通常使用負載功率等級的劃分方法。二者相結合考慮，可按表1劃分為四檔，便于驅動電源的設計選擇。
3.2 LED驅動電源的設計選擇要點
從表1中可以看出，功率等級劃分主要依據了不同應用環境下的照明需要。各個功率范圍燈具所需的電源在設計選擇時需要考慮其各自的應用特點。
(1)3W以下功耗的照明產品強調了小體積、可攜帶性等特點，作為輔助照明使用。光源通常使用單顆大功率LED燈珠，或串并聯幾顆低功率LED燈珠。使用12V以下的直流或電池供電。驅動電源拓撲通常使用線性電源、buck、boost等DC-DC變換，負載串聯限流電阻或CCR的方式實現電流的穩定。對于電池供電的產品需要考慮使用效率較高的拓撲以提高其續航能力。
(2)3～25W等級涵蓋了室內照明以及室外輔助照明等主要產品。他們功率低、體積小。受燈具外殼形狀的約束，印制板布局空間在一定程度上受到限制。驅動電源拓撲可選擇CCR、buck、boost、SEPIC等模型實現。對于日光燈管等建議使用隔離型反激電源拓撲進行設計以滿足安全規格與電磁兼容標準的要求
(3)25～75W區間的中等體積燈具，驅動電源放置空間較大，或者采用外置，空間設計難度較小。但由于一些產品的電源會暴露于室外條件，對電源本身的防塵防水特性提出了要求，通常應達到IP65（完全防止粉塵進入，用水沖洗無任何傷害）以上的標準。并且由于負載功率的增大，電源效率需達到80%以上的設計以減小熱損耗。并且在ICE61000-3-2和GB17625.1標準別規定了有功輸入功率25W以上照明用電設備需要限制諧波電流，減小對電力系統的影響。這類產品可使用無源功率因數校正的方式進行補償以節約成本。
(4)75W以上的大功率LED照明產品，對驅動電源提出了較高的要求。美國“能源之星”標準要求住宅用燈具功率因數應≥0.75，商用燈具應≥0.9。需要應用APFC（有源功率因數校正）提高功率因數，降低總諧波失真。電路拓撲以反激、正激為主，對于輸出功率大于150W時應采用半橋、全橋等諧振與軟開關變換拓撲，以提高電源的變換效率，通常應達到90%以上。
3.3 LED照明產品的調光方式
LED照明產品在有些應用中需要根據不同的環境調整的亮度。如公共場所照明，晚間需要維持一定的照明強度，而白天有日光的時候就可以降低以節約電能。這就需要LED驅動電源具備輸出電流可控的功能來改變燈具亮度。
目前常見的調光方式有模擬調光和脈寬調光兩種。傳統的TRIAC（雙向晶閘管）調光因為會導致電源功率因數與效率的大幅降低將逐漸退出實際應用。
(1)模擬調光
模擬調光又稱A-Dimming調光。以一定范圍內（通常是0～10V）的直流電壓觸發驅動電源控制器。因輸入電壓連續，可以對負載實現線性調光。但因調光電壓范圍較小，當電壓值較低時易被外界干擾，使得輸出電流不穩定，造成亮度閃爍。通常的解決方法是使電源輸出電流在調光電壓為0的時候依然有一定的輸出，來屏蔽掉會發生閃爍的區間。這就使得應用模擬調光的時候亮度不能做到全暗到全亮的區間變化。
(2)脈寬調光
脈寬調光即PWM調光。如圖4所示，以一定占空比的方波信號輸入驅動電源的控制器，通過控制與負載LED串聯FET的占空比來改變周期內負載LED的導通時間，使其呈快速閃爍狀態，這樣改變了LED中電流的有效值。由于人眼的視覺暫留現象，從而看到“連續”的光。占空比的范圍可以從0%～100%，負載LED的電流有效值可從0調節至最大。為避免人眼看到燈具的閃爍，脈寬控制信號的頻率通常使用200Hz，兼顧調光FET的開關損耗和減輕電源的電磁輻射。
對于一些手電筒以及室內照明產品等來說，使用者和燈具的距離較近，而200Hz的調光頻率是在人耳的聽頻范圍之內的，所以在這些應用場合，則需要提高脈寬調光頻率到20kHz以上，避免給使用者帶來不適感。
3.4 LED照明產品電源的保護特性
與普通開關電源一樣，LED照明產品的電源同樣需要具備各種保護功能以保證使用的安全，最基本需要包括以下三種：
①過壓/開路保護：負載斷路時電源為維持恒流特性會提升輸出電壓，當達到電壓限值一定時間則切斷輸出，直至重新手動開啟電源。
②過流/短路保護：當負載發生短路時觸發，電源將限制輸出電流值并間歇性自動重啟，直至故障解除。
③過溫保護：當電源工作溫度超過一定限值時觸發并停止工作，直至溫度恢復正常值并手動重新開啟。
在設計選擇時，必須選取具備這些保護功能的控制芯片和產品使用，防止安全隱患。
4.小結
隨著LED照明產品應用的推廣，它將逐步進入人們生活的各個領域。根據LED本身特性的要求，設計與選擇性能更加適合的驅動電源，可以提高燈具的整體壽命，充分發揮其節能環保的優勢。
參考文獻
[1]王志強,肖文勛,虞龍,等譯.開關電源設計(第三版)[M].北京:電子工業出版社,2010.
[2]趙同賀.開關電源與LED照明的優化設計應用[M].北京:機械工業出版社,2012.
[3]張占松,汪仁煌,謝麗萍,等,譯.開關電源手冊(第二版)[M].北京:人民郵電出版社,2006.
作者簡介：
驅動電源設計范文2
關鍵詞： 太陽能路燈； LED； 恒流驅動電源； 開關電源； XL6006
中圖分類號： TN86?34； TK513 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）06?0168?03
Abstract： Aiming at the application of the high?power constant current driving technology in solar LED street light， a design method of the high?power LED constant driving power supply is introduced. The working principle of Boost switching power supply and element parameter calculation method of its driving power supply are given. The efficiency of the designed power supply was tested. Its conversion efficiency is 92% while the step?up ratio is 1.4. The test results show that the constant current driving power supply of the LED street lamp has high conversion efficiency and a certain practical value.
Keywords： solar street lamp； LED； constant current driving power supply； switching power supply； XL6006
0 引 言
太能是人們公認的清潔能量[1]。隨著太陽能光伏發電技術發展和大功率LED生產工藝水平的提高，光伏太陽能LED路燈[2]作為一種高效、環保、節能、綠色照明[3]，在照明領域中得到推廣與應用[4]。LED是一種半導體發光器件，其壽命極易受到溫度影響[5]。為了延長太陽能LED路燈的使用壽命，要采用恒流驅動電源[6]來驅動太陽能LED燈。
針對大功率的恒流驅動技術在太陽能LED路燈中應用，本文介紹了大功率LED恒流驅動電源設計方法與技術。本LED路燈恒流驅動電源具有轉換效率高，成本低廉等特點。
1 Boost開關電源工作原理
太陽能路燈采用的大功率LED燈，一般是由小功率的LED燈串聯而成；因此，在太陽能LED路燈照明系統中，需要一個升壓式開關電源（DC/DC變換電路[5]）來驅動大功率LED照明燈。升壓式開關電源的原理圖[5]如圖1所示，其中：L為功率電感；A1和A2構成PWM調制電路；D為續流二極管；C為濾波電容；RL為電源的負載。圖2（a）為當T閉合時的等效電路，圖2（b）為當T 斷開時等效電路。在圖2中，當電路工作在穩態時，電感器上的電流的變化量相等， 根據電路知識可得到如下等式：
[UiTON=（Uo-Ui）TOFF] （1）
式中：TON為開關閉合時間；TOFF為開關斷開時間，令D1=[TONTS]，D2=[TOFFTS]；TS為開關周期，利用D1+D2=1關系式，可得到輸出電壓與輸入電壓的關系：
[UoUi=11-D1=1D2] （2）
分析可知電感紋波電流、開關頻率和電感之間的關系為：
[ΔiL1=1LfsUiD1] （3）
式中，電感器的紋波電流大小與輸入電壓Ui和占空比D1成正比，與電感量L和開關頻率fs成反比，它是選定電感量的重要的理論依據。
當轉換器工作在穩態時，得電感上的平均輸入電流如下：
[ILA=Io（1-D1）] （4）
式中：ILA電感上的平均輸入電流；Io為平均輸出電流。
2 太陽能LED路燈恒流驅動電源設計
2.1 電路原理圖
圖3為LED路燈用的恒流驅動開關電源的電路圖。由圖3可知，本設計主要由XL6006芯片、微控制器、儲電池和一些元件構成。XL6006是一塊高效升壓型開關型恒流驅動芯片，其內部集成了功率開關管，具有電源轉換率高和元件少等優點，是理想的LED恒流驅動芯片。L為大功率儲能電感器，D1為開關電源的續流二極管，當XL6006內部的功率開關管閉合時，XL6006第3引腳接地，二極管D1反偏截止，電感器中的電流線性增大，電感器儲能；當XL6006內部的功率開關管斷開時，XL6006第3引腳懸空，二極管D1正偏導通，電感器中的電流流向負載LED。ST15W401為一片單片機，內部集成了A/D轉換器和PWM控制器，R1和R2為分壓電路，儲電池的電壓通過分壓電路分壓之后，輸到單片機的第1腳。RS為電流取樣電阻， D3和RF為開關電源的功率控制路，控制太陽能路燈恒流驅動電源輸出功率。
2.2 電路參數的計算
在計算PWM占空比D1時，按輸入電壓為12.5 V，輸出電壓為24 V計算，所以根據式（2）可以計算此驅動電源的占空比D1為：
[D1=Uo-UiUo=24-12.524≈0.479] （5）
在計算電感器的平均電流ILA時，按輸出的電流為1 A計算，根據式（4）可計算出電感器的平均電流（單位為A）：
[ILA=Io1-D1=11-0.479≈1.9] （6）
在設計電路時，為了讓變轉換器工作在CCM模式下，電感器的電流的變化量不大于電感器平均電流的50%，在此設計中，電感器最大電流變化量按40%計算（單位為A）：
[ΔIL=ILA×0.4=1.9×0.4≈0.77] （7）
因此，可計算出電感器的峰值電流（單位為A）：
[Ipeak=ILA+ΔIL=1.9+0.77=2.67] （8）
因為 XL6006的開關頻率fs為180 kHz，根據式（3）可以計算出轉換器的電感值（單位為μH）：
[L=1ΔiL1fsUiD1=12.5×0.4790.77×180×103≈43.2] （9）
根據以上的電感的計算結果，本設計選用47 μH， 5 A的電感器。
3 設計實例樣機的試制及性能指標的測試
為了驗證設計的正確性，根據以上的電路圖和計算出來的元件參數值試制一臺樣機，并對樣機進行測試。在測試時，選用臺灣晶元大功率LED燈珠進行實驗，把6顆5 W的LED燈珠串聯成30 W的大功率LED燈，并把這些LED燈貼在一個大散熱器上進行實驗。調節輸入電壓值，用萬用表測量不同輸入電壓下的輸入功率與輸出功率，計算轉換效率，并用表格記錄下每次測量結果，如表1所示。
由表1可以看出，當輸入電壓在11 V左右時，恒流驅動電源的轉換效率在87%左右；當輸入電壓在12 V左右時，恒流驅動電源的轉換效率在89%左右；當輸入電壓在13 V左右時，恒流驅動電源的轉換效率在90%左右；當輸入電壓在14 V左右時，恒流驅動電源的轉換效率在91%左右。由此可見，本恒流轉換器具有較高的轉換效率。為了進一步地了解Boost 升壓型開關電源的升壓比與轉換效率的關系，用數值計算方法擬合升壓比和效率數據，擬合曲線如圖2所示。從圖2可以看出，升壓比和效率成反比關系。從圖可以看出，當升壓比為1.4時，其轉換效率約為92%，當升壓比為1.5時，其轉換效率約為91%，當升壓比為2時，其轉換效率約為87%，通過計算，由此可見，在設計Boost恒流驅動電源時，為了得到較高的轉換效率，升壓比控制在2倍以內。
4 結 論
太陽能LED恒流驅動電源，是光伏太陽能LED路燈照明系統的關鍵部件，其設計質量，直接影響LED路燈的使用壽命。針對Boost恒流驅動技術在太陽能LED路燈中應用，本文介紹太陽能LED路燈恒流驅動開關電源設計方法，并通過實例參數試制一臺實驗樣機，用數值計算方法擬合了樣機升壓比和效率數據，當升壓比為1.4時，其轉換效率約為92%，當升壓比為1.5時，其轉換效率約為91%，當升壓比為2時，其轉換效率約為87%。測試表明，該恒流驅動的設計方法可行，能為設計大功率LED太陽能路燈恒流驅動電源提供一個參考。
參考文獻
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[4] 肖海明，陳立，章小印.智能式LED太陽能路燈控制器的設計[J].現代電子技術，2015，38（1）：153?156.
驅動電源設計范文3
關鍵詞： 動態光調節； 數字式LED驅動電源； 嵌入式設計； C8051F021
中圖分類號： TN86?34； TP303.3 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）10?0103?04
Abstract： The adjustment of LED controlled by dynamic light can′t achieve the expected effect due to the imperfect design of digital LED driving power supply adjusted by dynamic light， but the embedded system can improve the performances of LED driving power supply effectively. An embedded system based digital LED driving power supply controlled by dynamic light was designed. The A/D acquisition module performs the acquisition， rectification， filtering and A/D conversion of data of digital LED adjusted by dynamic light to get the A/D sampling data， and transfer it to the driving circuit. The embedded design is adopted in the driving circuit to optimize the A/D sampling data， so as to control the LED lighting reasonably and regulate the digital LED with dynamic light effectively. The C8051F021 chip is the "manager" of the embedded system based digital LED driving power supply under dynamic light control. Its management flow chart is given in the third part of this paper. The data acquisition language of A/D acquisition module was design also in the third part. The experimental results show that the designed digital LED driving power supply has strong driving performance and high power conversion efficiency.
Keywords： dynamic light control； digital LED driving power supply； embedded design； C8051F021
0 引 言
現如今，數字式LED以其低耗、顯示清晰、壽命長等優點，在家用電器的顯示配件方面占據了主導地位。動態光調節是一種能夠有效縮減數字式LED顯示屏漏光現象、增強顯示效果的方法，但由于動態光調節下的數字式LED驅動電源的設計不完善，使動態光對LED的調節無法達到預期效果，這已成為科研組織的研究難題[1?4]。嵌入式是一種以應用為核心、以電子信息技術為根基的計算機系統，其能夠調控軟硬件的靈活性，進而提升LED驅動電源的各項性能[5?6]。為此，利用嵌入式系統，設計動態光調節下的數字式LED驅動電源，增強數字式LED驅動電源的驅動性能和轉換效率，實現動態光對數字式LED的調節效果。
科研組織對動態光調節下數字式LED驅動電源的設計成果均存在一些不足之處。如文獻[7]提出的能耗密度分配模型方法。這種方法能夠將動態光調節下數字式LED驅動電源的多余能耗合理分配出去，達到增強電源轉換效率的目的；但這種方法過于受限于電源傳送功率配對，故其驅動性能較低。文獻[8]提出基于阻抗模型構建動態光調節下數字式LED驅動電源的方法，阻抗模型能夠較為合理實現電源驅動的高性能；但這種方法的耗能較大，電源轉換效率不高。
從以上動態光調節下數字式LED驅動電源的設計成果中可看出，我國科研組織對基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的設計迫在眉睫。
1 數字式LED驅動電源嵌入式設計
1.1 LED驅動電源整體設計
基于嵌入式系統的猶光調節下數字式LED驅動電源的工作原理如圖1所示。
由圖1可知，在基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的設計中，A/D采集模塊對數字式LED數據進行整流、濾波、A/D采樣，其對數字式LED驅動電源有著過渡作用，是數字式LED驅動電源的基礎組成部分。驅動電路是實現數字式LED驅動電源對動態光調節控制的基礎，高性能的驅動電路能夠給予數字式LED驅動電源較高的驅動性能。控制芯片是數字式LED驅動電源的控制核心，其管理著整個數字式LED驅動電源的工作流程。
1.2 A/D采集模塊設計
在A/D采集模塊中，整流是將采集到的動態光調節下的數字式LED的交流電近似轉化為直流電的過程；濾波是將近似直流電中的交流波形去除，最終輸出標準直流電的過程。圖2是濾波器電路圖。
濾波是排除電力干擾的一項重要手段，其能夠避免電源損傷、使電路元件維持在正常狀態下工作。由圖2可知，A/D采集模塊選用低通濾波器為動態光調節下的數字式LED進行濾波，其能夠進行50 Hz電力信號的濾波，對高頻干擾的衰減效果較強。所設計的低通濾波器擁有2個輸入、輸出端口，并配備1個電源接地端。C，C1代表差模濾波電容，C2，C3代表共模濾波電容，L1，L2代表電感，T代表共模電感。如果出現干擾信號，電感則會高速增長，阻止干擾信號通過，進而實現對動態光調節下數字式LED的濾波。整流濾波之后，A/D采集模塊將對其獲取到的數據進行A/D采樣，圖3是A/D采樣電路圖。
由圖3可知，A/D采集模塊主要由對比器、寄存器和A/D轉換器組成，其最重要的組成元件是A/D轉換器。A/D采集模塊將其最初采集到的動態光調節下的數字式LED數據，利用對比器提高數據分辨率，并暫存在寄存器中。用戶可對寄存器處理流程進行編程，A/D轉換器會對寄存器中的數據進行依次調用，進行模/數轉換。
模/數轉換的方式采用高速形式，以增強基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的驅動性能和電源轉換效率。A/D轉換器的輸出結果會經由對比器與最初采集數據進行比較，如果對比器的對比結果是負數，A/D采集模塊將把寄存器狀態調至高效位；反之，則調至低效位。
寄存器的效位狀態會對A/D采集模塊的效率產生影響，通過不斷調整寄存器效位狀態，能夠提高數字式LED驅動電源的工作效率。最后，A/D采集模塊利用控制與定時邏輯原理，將其獲取到的A/D采樣數據輸出到驅動電路。
1.3 驅動電路嵌入式設計
受限于我國的科技能力，數字式LED的單顆發光物質功率過低，在實際應用中，只有將多顆發光物質連接起來使用才能夠實現LED的肉眼可視發光，連接方式主要采用串聯和并聯的混合連接。為此，必須通過特定的驅動電路才能夠令動態光調節下的數字式LED完成正常顯示功能，所設計驅動電路采用嵌入式。
反激式轉換器是一種擁有簡單拓撲結構的電源開關，其能夠為驅動電路提供較高水平的電壓升降和多路輸出。為此，基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的設計中，將反激式轉換器納入到驅動電路，并利用隔離式轉換器維持數字式LED的正常發光。圖4為驅動電路電路圖。
由圖4可知，所設計的驅動電路有著成本低、效率高的特點，能夠實現對LED發光的合理控制。驅動電路能夠容納的輸入電壓范圍是[170 V，280 V]，LED發光物質的連接方式是15顆串聯、5顆并聯，電流、電壓和功率的極大輸出值分別為350 mA，DC 60 V和20 W。A/D采集模塊會將其獲取到A/D采樣數據輸入到驅動電路，驅動電路的輸出接收元件是單片機?；谇度胧较到y的動態光調節下數字式LED驅動電源為驅動電路的連接設計成嵌入式連接，驅動電路對數字式LED發光的控制并非只有簡單的開啟和關閉，而是能夠合理調節數字式LED的發光亮度，以提高其使用壽命、增強動態光對數字化LED的調節效果。
1.4 控制芯片O計
控制芯片是基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的“管理者”，故在控制芯片的選擇上應絕對符合數字式LED驅動電源的設計初衷，這就要求所選擇的控制芯片應具有高集成度和處理效率。因此，選擇某公司出產的C8051F021芯片作為數字式LED驅動電源的控制芯片，此芯片的性能較高且能夠獨立進行高效的控制工作。
C8051F021芯片是一種擁有CIP?51 內核的芯片，是對8051系列芯片的優化成果。CIP?51 內核擁有高兼容性和流水線結構，能夠通過803x/805x編碼器對其進行開發。CIP?51 內核配備了5個16位定時器、2個通用異步收發傳輸器、1個256 B隨機存取存儲器以及1個特殊功能的寄存器，可實現對控制指令的完美操作。
C8051F021芯片的內部組成并不簡單，這為其自身功能的完善提供了較為有利的元件支持。C8051F021芯片內置看門狗計時器、電源監聽監控設備、視頻存儲設備以及時鐘振蕩器，其中的視頻存儲設備可對基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源進行再編碼和更新。但由于經再編碼后的數據容易丟失，故在使用此功能前必須對數字式LED驅動電源的數據類型進行檢測。
2 數字式LED驅動電源嵌入式軟件設計
2.1 C8051F021芯片管理流程設計
基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的軟件部分為C8051F021芯片的管理流程進行了設計，如圖5所示。
圖5中，C8051F021芯片所需進行的初始化包括看門狗計時器參數重置、接口輸出配置以及編程單元參數設定，軟件也會同時對A/D轉換器進行初始化。如果控制信號不存在，用戶則可手動切換控制模式，否則將默認為自動調光模式；如果控制信號存在，初始化后的C8051F021芯片將會自動接收控制信號，并進行LED發光控制模式的設定。在C8051F021芯片進行管理工作的過程中，用戶如果需要切換控制模式，應在設定控制模式后選擇切換模式，否則只能選擇在基于嵌入式系統的動態光調節下和數字式LED驅動電源未工作的情況下進行切換。這樣設計有助于維持數字式LED驅動電源的工作連貫性，提高驅動性能。
2.2 數據采集語言設計
3 實驗驗證
3.1 驅動性能驗證
對本文設計的基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的驅動性能的驗證，可通過驗證其驅動效率和數字式LED輸出特性實現。驅動效率是影響數字式LED光效的最主要原因，通過數字式LED輸出特性數據則能夠看出數字式LED電源驅動設計的成功與否。
實驗對6種不同規格的數字式LED進行驅動，先利用萬用表對本文數字式LED驅動電源驅動中整流濾波后的電壓進行了測量，隨后將C8051F021芯片的輸出信號頻率調至30 kHz，并利用特定電源為C8051F021芯片供電。實驗室的溫度恒定在20 ℃，濕度控制較為嚴格，此時的驅動效率曲線如圖6所示，數字式LED輸出特性如表1所示。
由圖6、表1可知，本文所設計的數字式LED驅動電源的驅動效率維持在89%左右，而市面上的數字式LED驅動電源的驅動效率一般為80%；在數字式LED輸出特性統計表中，實際輸出的電流和電壕在正常范圍內波動，且電流變化對電壓輸出的影響不大。當電流小于300 mA時，數字式LED驅動電源會停止對數字式LED進行驅動。以上結果能夠證明，基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的驅動性能較強。
3.2 電源轉換效率驗證
對本文設計的基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的電源轉換效率進行驗證，其結果如圖7所示。
由圖7可知，本文所設計的數字式LED驅動電源的電源轉換效率范圍在[80%，88%]之間，且波動較為穩定，未產生尖峰脈沖現象，可見其對數字式LED功率的矯正水平較高，能夠實現動態光對數字式LED的有效調節，驗證了基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的電源轉換效率較高。
4 結 論
本文設計基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源。其中的A/D采集模塊對動態光調節下的數字式LED數據進行采集、整流、濾波和A/D轉換，得到A/D采樣數據并傳輸到驅動電路。驅動電路采用嵌入式設計對A/D采樣數據進行優化，進而實現對LED發光的合理控制和動態光對數字式LED的有效調節。C8051F021芯片是基于嵌入式系統的動態光調節下數字式LED驅動電源的“管理者”，其管理流程圖于軟件中給出。軟件還對A/D采集模塊的數據采集語言進行了設計。實驗結果表明，所設計的數字式LED驅動電源驅動性能強、電源轉換效率高。
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驅動電源設計范文4
關鍵詞： LED背光源；Boost拓撲；電容平衡；保護電路
中圖分類號：TN312+.8 文獻標識碼：B
The Design of Capacitor Balanced Driver for Edge-lit LED Backlight Based on Boost Topology
MENG Xian-ce1, LIU Wei-dong1,2, QIAO Ming-sheng2
（1. Dept. of College of Information Science and Engineering, Ocean University of China, Qingdao Shandong 266100, China; 2. Hisense Electric Co., Ltd, Qingdao Shandong 266071, China）
Abstract: Based on boost topology, this paper introduces a LED driver circuit that uses a capacitor to achieve one boost circuit drive two strings of LED light string work in a constant current mode.
Keywords: LED backlight; boost topology; capacitor balanced; protect circuit
引 言
側導光LED背光源以其能夠支持液晶電視超薄化和節能環保設計的優勢，正在得到廣泛的應用。
目前，大尺寸的液晶屏要有多串LED燈條做背光源，多采用Boost拓撲的LED驅動電路進行驅動，一般以一路Boost驅動一串LED燈條的方式實現恒流控制的目的，每路都需要一個升壓MOS管和一個調光MOS管，并且每路輸出都需要電解電容滿足LED正常工作，系統所使用的器件多，成本較高。
本文基于Boost拓撲電路，設計實現一種具有電容平衡功能的側導光LED背光源驅動電路，能夠實現一路Boost電路驅動兩串LED燈條，可減少元器件使用，降低系統成本。
1 基本原理
Boost拓撲電路即升壓（Boost）變換器，是一種從低壓輸入得到高壓輸出的開關調整器。其工作過程包含能量存儲和能量釋放兩個階段，開關導通期間，電感儲存能量，輸出電容單獨為負載提供電源；開關斷開期間，儲存了能量的電感與輸入電源串聯共同為負載提供電源。
電容是開關電源中常用的元件，具有儲存電能和傳遞電能的作用。電容的充放電過程存在C=Q/U和Q=It的關系，其中C為電容器的容量，Q為電容器存儲的電荷量，U為電容器兩端電壓差，I為充放電電流，t為充放電時間。在選定的電容量C條件下，只要設置適當的時間，即可實現電容充電和放電的電荷量相等，起到平衡連接在電容兩端的電路電流的作用。
2 系統架構
基于以上原理，我們設計了一種電容平衡式LED驅動電路，其系統框圖如圖1所示。
該LED驅動系統包括六部分功能電路，在LED驅動控制芯片的控制之下，各功能電路協調工作，通過電容平衡實現一個Boost電路驅動控制兩串燈條同時恒流工作。
3 電容平衡式驅動電路系統
圖2所示為電容平衡式驅動電路系統原理圖。
3.1 LED驅動控制芯片及其電路設計
本設計所選擇的芯片為安森美半導體公司的NCP1252芯片。該芯片是一款基于電流模式脈沖寬度調制（PWM）的驅動控制芯片，目前大多應用于AC-DC類反激電源當中。本系統通過給NCP1252芯片以12V的DC電壓供電，使芯片的驅動輸出電平為12V，具有較強的驅動能力。通過設置芯片的Rt腳和SS腳，使電路工作在180kHz頻率下，保證芯片頻率穩定，驅動開關損耗較小，同時保證本系統的電磁兼容（EMC）效果最佳。
3.2 DC-DC升壓電路
為保證LED燈的光效，要求驅動電路工作在恒流控制模式，輸出到LED燈的電壓可以動態調整。本系統采用工作在不連續模式的Boost電路，實現升壓系數隨負載變化的可調性，達到動態輸出電壓恒流驅動LED的目的。本設計中利用Boost電路的電感輸出端輸出功率，便于電容平衡電路的工作，實現一路Boost電路驅動控制兩串燈條同時恒流工作的目的。
3.3 電容平衡電路
電容具有儲存電荷的功能。本電路中利用電容充電和放電電荷量相等的特點，實現兩串LED燈串的電流平衡。基于Boost電路的電容平衡電路模塊原理圖如圖3所示。
圖中，電容C1是用于平衡電流的電容，本設計中選擇沒有極性的聚丙烯電容以實現耦合平衡的作用。電路正常工作時，B點是電容C1的輸入端，C點是電容C1的輸出端。當Boost電路的開關管V1關斷時，電容C1接受電感L1的充電，使C點電平為一倍LED燈串的電壓，經過VD4整流和C3濾波驅動LED燈條1發光。電阻R8阻值較小，電容充電時B點電位高于C點電位，所以，當Boost電路的開關管V1導通時，電容C1的B點通過開關管V1及電阻R8對地放電，使地的電位高于C點電位，使C點和地之間產生負電壓，經過VD1整流和C2濾波驅動LED燈條2發光。
3.4 恒流采樣電路
本系統采用比例電流源電路來實現LED的恒流采樣，達到控制流經LED燈的電流恒定的目的。如圖2所示，流經LED燈串的電流ILED與驅動控制芯片N1的FB腳電流IFB以比例的關系可產生相同趨勢的變化。芯片N1工作時FB腳電流IFB會穩定在1mA。當IFB>1mA時，芯片N1減小輸出驅動脈沖的占空比，以降低LED燈條中的電流到設定值；當IFB
3.5 保護電路
本電路具備過壓保護、過流保護、短路保護和開路保護功能，各保護功能通過觸發保護功能主電路實現。
3.5.1 保護功能主電路
保護功能主電路模塊如圖4所示。
圖4中A點為保護觸發信號的輸入點，當輸入到A點的電平信號大于NPN型三極管V3的be結電壓時，V3飽和導通，電阻R4兩端產生壓降，當R4的壓降大于PNP型三極管V2的eb結電壓時，V2飽和導通，12V_VCC的電壓經電阻R20輸入到保護觸發信號的輸入點，即A點，實現A點一旦被觸發，則鎖定在觸發狀態。重新上電即可退出鎖定。
當保護點的觸發狀態被鎖定后，V3一直處于飽和導通狀態，從而使連接到芯片BO腳的二極管VD13導通，將芯片BO腳的電平置低，其電平值為V3的飽和導通壓降（Vce≈0.1V）與VD13導通壓降（Vd≈0.3V）之和，即VBO=Vce+Vd≈0.1+0.3=0.4V
在PNP型三極管V2飽和導通，本電路還設計了將12V_VCC通過R12輸入到芯片的電流取樣端Cs腳，使該引腳電平超出其正常工作的電平范圍最大值1V，芯片立即響應，關閉驅動脈沖的輸出，進入保護狀態。
3.5.2 OVP電路和OCP電路
本系統中的OVP電路從Boost輸出端取樣，經過電阻分壓后通過穩壓二極管VZ1連接到保護觸發信號的輸入點A點，當過壓時即可觸發啟動上述保護功能主電路模塊，實現對燈條串和電路系統的保護。
本系統中的OCP電路從Boost升壓電路開關管V1下端取樣，當LED燈條過流時，電阻R8壓降變大，通過電阻R21觸發保護信號輸入點A，啟動保護功能主電路模塊，實現保護功能。
3.5.3 開路保護和短路保護
當LED燈條串開路時，驅動控制芯片N1的FB腳將無電流，芯片停止輸出驅動脈沖，系統進入保護狀態。當LED燈條串短路時，FB腳的電流大于1.5mA，芯片同樣停止輸出驅動脈沖，系統進入保護狀態。
3.6 調光電路
本系統的調光電路通過在芯片BO腳接兩個電阻R10和R17以及一個二極管VD6實現LED燈條串電流的動態控制，以達到節能的效果。
4 測試波形及分析
由圖5的測試波形可見，以系統地為參考零電位，電路中VD1的輸出為負電壓，即當電容C1放電時，B點電位高于C點電位所產生。
由圖6的測試波形可見，電路進入保護狀態時，A點電平升高并維持在高電平狀態，同時BO腳電平被從1V拉低到約0.4V，芯片鎖定在保護的狀態。
5 結 論
本文設計了一種新的LED驅動電路架構，實現了電容平衡式LED驅動電路系統。該系統使用一路Boost升壓電路驅動兩串LED燈條同時恒流工作，相對于傳統的恒流驅動電路，使用的元器件少，電路結構優化，成本較低。該電路系統目前已成功實現批量應用，對其它電路結構的優化具有啟發性意義，將是下一步研究工作的重點。
參考文獻
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驅動電源設計范文5
關鍵詞：有源電壓鉗位；電動汽車；門極驅動電路；IGBT短路保護；電壓尖峰抑制
DOI: 10.3969/j.issn.1005-5517.2012.11.015
要采用更大功率的電機和更大功率的IGBT模塊。在同樣功率情況下，母線電壓越高，系統的額定電流越小，系統的損耗也越低，同時還可以減小導線截面積，從而減輕車重。因此，在系統承受的范圍內采用較高的母線電壓成為電動汽車開發的方向。
此外，在剎車能量回收、發電機發電工作等工況下，系統往往工作于超過額定母線電壓的工況下。尤其是為了盡量回收下坡時電動汽車的重力勢能，系統往往工作在允許的最高電壓狀態。然而IGBT關斷時產生的Vce電壓尖峰疊加在上述較高的母線電壓上（見圖1)，有超過IGBT耐壓值導致IGBT過壓失效的風險。這也是IGBT失效的最典型的原因之一。
因此，為滿足電動汽車及混合動力汽車較高母線電壓下工作的需要，在IGBT關斷使Vce接近耐壓值時對電壓尖峰的抑制是非常必要的。
有源電壓箝位方案的優勢
IGBT關斷電壓尖峰是由系統寄生電感和關斷電流變化率決定的，計算公式如下：
Vs=Ls * di/dt
Ls表示系統寄生電感，di/dt表示關斷時流過IGBT的電流變化率，在系統設計方面通常采用疊層母排技術盡量減小寄生電感，增加并聯在母線上的吸收電容等方式減小關斷尖峰。在驅動電路方面抑制電壓尖峰的方式也
復時間只有15ns，反向電壓為200V的ES1D。為了凸顯有源電壓箝位電路的抑制電壓尖峰能力，關斷電阻選用了數據手冊中的標稱值0.8歐姆，實際電路考慮其他綜合因素該值會更大一些，如2.2歐姆左右。源電壓箝位的保護效果，如圖8a和8b。紫色C3為門極電壓波形Vge，綠色線C4為集電極電流波形Ic，藍色線C2為電壓波形Vce。
圖8a是不使用有源電壓箝位功能時的短路測試。由測試結果可見，母線在275V左右發生短路，關斷電壓尖峰為626V，已經接近HybridPACK2的650V耐壓限值（blocking voltage)。
圖8b是加上基本有源電壓箝位電路后進行的短路測試。由測試結果可見，即使母線達到400V，短路電流比在275V下大45%，關斷電壓尖峰值僅為604V?？梢姷絍ce被抑制成一個平臺，同時門極電壓Vge在5V形成一個電壓平臺，有效抑制了di/dt。
驅動電源設計范文6
隨著通信技術的不斷發展和國家建設的需要，導航、通訊等大功率衛星在國防建設和人們日常生活中具有越來越重要的重用。同時，這些衛星對能量的需求也逐漸的增多。處于太空中的衛星失去了地面的支持后，除去自身攜帶的能源供應外，就只有通過利用宇宙能源來滿足自身的能量需求。在太空，衛星最常用的宇宙能源就是太陽能。要想充分吸取太陽的能量，除了良好的太陽能電池陣外，還必須使太陽能電池陣法線時刻與太陽光線平行，這樣才能得到更多的太陽能量。
目前在國內，大部分航天器上的太陽電池陣都采用單自由度驅動，該驅動方式使太陽電池陣只能在俯仰方向上實現對日定向，而水平方向上只能通過調整衛星的姿態才得以實現。通過調整衛星的姿態來控制太陽電池陣在在水平方向上對日定向，這種方式增大了衛星姿態的控制難度，而且對日定向精度不高，不能夠有效地實現太陽電池陣的對日定向，以使得太陽電池陣的發電效率受到限制。在國外航天器太陽能電池陣早已采用雙自由度驅動方式，此驅動機構可以使得太陽電池陣在全方位空間內實現對日定向。在衛星姿態保持不改變的情況下，可以通過控制方位軸與俯仰軸的運動，實現太陽電池陣實時的對日定向，從而提高太陽電池陣的發電效率，為航天器提供源源不斷的電能。
因此，本文設計了一種適于多數軌道特征航天器的新型兩自由度衛星太陽能電池陣驅動裝置，該裝置對于太陽能電池陣在太空提高對太陽能的利用率，改善航天器的整體性能和壽命具有重大意義。
1 跟蹤原理
該驅動裝置具有兩種可自行切換的跟蹤方式：主動跟蹤和被動跟蹤。
主動跟蹤是通過編寫軟件實現對光線跟蹤的一種方式。在主動跟蹤過程中，上位機根據衛星運行的軌道以及衛星所處位置的相關參數計算出太陽電池陣下一個預定位置并將數據發送給控制器，控制器將上位機所發送的數據與編碼器檢測的跟蹤軸位置的差值轉化為步進電機轉動的脈沖數，控制太陽電池陣旋轉到這個預訂位置。
被動跟蹤是利用太陽敏感器跟蹤太陽光線的一種方式。在本設計中，被動跟蹤包括粗略跟蹤和精確定位。粗略跟蹤是利用太陽敏感內壁上的普通硅電池光線的照射并轉化為電壓信號并傳送到控制器，控制器根據所傳送來的電壓信號判斷兩個電機的轉向使得太陽電池陣轉動到底部的四象限硅電池能夠檢測到太陽光斑的位置。而精確定位則是四象限硅電池利用光斑輸出不同的電流信號，這些信號經放大和濾波后通過定時器采樣傳送至控制器中的A/D轉換模塊上。根據A/D的采樣值，控制器將輸出兩個電機的轉向和所運行的脈沖數去控制太陽電池陣轉動到太陽敏感器主光軸與太陽電池陣法線平行的位置。
在本系統里，通過比較太陽敏感器轉化的電壓信號值和設定的跟蹤閉值，控制器判斷系統采用哪種跟蹤方式：當太陽光照強度較強時，控制器所得到的電壓信號值大于跟蹤閉值，系統采用被動跟蹤來捕捉太陽光線。當太陽光照強度較低時，控制器所得到的電壓信號值小于跟蹤閉值，系統采用主動跟蹤來跟蹤太陽光線。
1.1 主動跟蹤方式
對于主動跟蹤，星體計算機如何利用衛星所在的位置近似計算太陽光線在衛星運行軌道上某一點的水平角與俯仰角是至關重要的。為了得到太陽光線在軌道上水平角和俯角的直觀解析表達式，Kalweit引入了地心黃道坐標系（圖1），并在黃道坐標系下描述衛星在運動過程中太陽光線的運動規律。
定義衛星在地心黃道坐標系下的軌道根數如表1。
衛星確定運行的軌道之后，等相關參數就隨之確定。由于黃赤交角的存在和一般是不一樣的，據軌道動力學的相關知識，可以求得和對應的關系。
在地心黃道坐標系下太陽方向的單位矢量表示為：
（1）
通過坐標變換，可以得到太陽方向單位矢量在軌道坐標系中的表示：
（2）
其中：
通過如下方程定義太陽的方位角和俯仰角：
（3）
結合（2）和（3）式易得：
從而可得：
其中：k為整數，，取k為偶數，時，取k為奇數。
1.2 被動跟蹤方式
被動跟蹤方式主要由太陽敏感器和驅動機構配合控制器完成對太陽光線的對日定向。太陽敏感器的結構如圖3所示。
太陽敏感器由傳感器和信號處理電路組成。傳感器由四塊普通硅電池和一塊四象限硅電池組成。A1、B1、C1、D1 四個區域分別位于四象限光電池的A、B、C、D四個象限的正上方。如圖4所示。
傳感器是將太陽光線轉化為電信號，信號處理電路的主要功能是將對傳感器傳送來的電信號進行進行處理并經過控制器的輸入端口傳送至控制器的A/D采集模塊。太陽敏感器的基本探測原理是太陽光線穿過通光孔在安裝在四周的普通硅電池上形成光斑，控制器會控制太陽電池陣帶動太陽敏感器轉動到光斑落到底部四象限硅電池上的位置，此過程為系統的粗略跟蹤。只要光斑落到底部四象限硅電池上，系統開始對太陽光線進行精確跟蹤。由于光斑在四象限硅電池中分布不均勻，四個象限所產生的電信號是不同的。系統將根據四個象限所產生的不同信號去計算太陽電池陣法線與太陽光線在水平方向和俯仰方向上的夾角并轉化成電機轉動的脈沖數，控制步進電機旋轉到預定，此過程對太陽光線精確定位。太陽電池陣主軸上的編碼器實時的記錄旋轉的角度并判斷步進電機是否在運行過程中失步，以精確跟蹤太陽光線。
隨著太陽光線的移動和衛星位置的變化，太陽光線與太陽電池陣法線的夾角不斷增大。在太陽敏感器內部所形成的光斑就會落在內壁上的普通硅電池上（如圖5所示），而不會落在底部四象限硅電池上。此時系統先對太陽光線進行粗略跟蹤。例如，光斑落在B1的區域內時，B1受到光線的照射產生電信號送至控制器，控制器根據該電信號控制太陽電池陣帶動太陽敏感器在x軸上逆時針旋轉，在y軸上順時針旋轉，直到光斑落到底部的四象限硅電池上（如圖6所示）。此時，B1區域沒有電信號產生，系統完成對太陽光線粗略跟蹤。
在太陽敏感器內上形成的光斑經過粗略跟蹤之后移動四象限硅電池上。此時系統具備對太陽光線精確定位的條件。由于光斑在四個象限上不均勻分布，四象限光電池輸出大小不同的四個電信號?？刂破魍ㄟ^分析這四個電信號得出太陽電池陣法線與太陽光線之間的夾角并把該夾角轉化控制步進電機轉動的脈沖數，控制太陽電池陣旋轉到預定位置。此時，光斑位于四象限光電池的平面中心（如圖7所示），四象限光電池輸出大小相同的四個電信號。系統完成對太陽光線的精確定位。
2 控制系統實現
本設計采用TMS320F28335型DSP芯片做為控制系統的核心。該芯片能夠以150MHz頻率進行工作，且可以實現浮點運算，提高了系統的運行速度。同時，芯片內部集成有串行通信模塊、ePWM模塊、A/D轉換器等模塊，可滿足控制系統各項功能要求。圖8為系統的控制框圖。
該系統主要包括：主控制器、電機及驅動器、太陽敏感器、光電編碼器、上位機等。系統能夠完成對太陽光線的正常跟蹤和快速捕捉，在緊急情況下的應急歸零，以及衛星進入陰影區后的保持鎖定。
3 結論
本文設計的跟蹤控制系統具有以下特點：
（1）系統具有較好的穩定性且運算速度快，利用其內部的ePWM模塊簡單有效地控制電機運動；
（2）通過設置不同的參數，該系統可以應用在不同軌道，應用靈活且可以實現地面的遠程控制；
（3）在主動跟蹤的方式中，系統按照編寫好的程序控制太陽電池陣轉動，是一種開環控制方式；
（4）跟蹤范圍廣，傳感器結構簡單、價格低廉和跟蹤穩定。
而在跟蹤方法方面具有以下特點：
（1）主動跟蹤和被動跟蹤是兩種獨立的跟蹤方式，系統可以根據太陽光線的輻射強度判斷采用哪一種跟蹤方式；
（2）如果系統在運行的過程中遇到突發事件，地面指揮中心可以通過星體上的上位機控制太陽電池陣轉動，避免危機情況的發生；
（3）被動跟蹤是在光輻射強度較強的條件下對日跟蹤，而主動跟蹤可以在任何的氣候條件下對日跟蹤。也就是主動跟蹤在光輻射強度較強的情況下實現對被動跟蹤的冗余，這對于要求可靠性高的航天工程具有重大意義。
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