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衛星通信的基本原理范文1
多波束衛星通信信道往往具有一定的空間傳播特性，其具體表現為電離層吸收損耗、大氣吸收損耗、自由空間傳播損耗、云霧損耗以及降雨損耗等方面。其中信號傳播過程中受影響嚴重的多來源于降雨，因此對多波束衛星通信信道分析過程中需構建ITU-R雨衰模型，并通過降雨衰減進行仿真分析與計算，以此獲取不同片段下降雨雨水量的相關數據，進而實現資源的動態分配。另外，多波束衛星通信信道在進行電磁波傳輸過程中，也會出現信號受傳輸路徑與媒介影響發生變化的情況，此過程稱之為信道衰落?？蓪⑵渚唧w分為多徑衰落與陰影衰落兩方面。其中多徑衰落主要指在電磁波形成散射、反射等情況下，天線接收到的信號將由不同路徑下的信號共同組成，而陰影衰落具體指在障礙物影響下，電磁波傳播中因陰影的產生出現損耗的情況。在分析空間傳播特性與信道衰落的基礎上構建多波束信道波形與多徑萊斯信道[2]。
2多波束衛星通信系統動態分配的方式分析
2.1常見的資源分配方式
多波束衛星通信系統進行資源分配主要集中在功率資源以及子載波資源兩方面。而實現分配的方式主要包括固定分配與動態分配兩種方式。在固定分配方式中，各波束中的資源會進行預先分配，而且資源的使用僅局限在波束內用戶中。這種固定分配方式的優勢在于實施較為簡單，不需選擇信道，但其信道資源浪費情況比較嚴重。在動態分配方式中，波束用戶可使用所有信道資源，而且還將信道增益信息融入其中，使信道的利用率及信道資源的靈活分配得以保障。特別在通信業務的未來逐漸呈多樣性特征，且無線信道在具有時變特性影響下，動態分配方式更能滿足其發展需求。
2.2自適應資源分配的基本原理分析
自適應資源分配過程中主要對子載波與功率進行分配。在分配子載波過程中，需對用戶通信數據源以及子載波信道的實際狀況進行分析，確保子載波的數量以及資源的分配能夠實現最優化。由于用戶信道信息在多波束衛星通信系統中各有不同，因此實際向用戶分配時還需對用戶間信道特征作出具體分析。另外，在分配功率過程中，主要將子載波分配為基礎，將數據傳輸的速率在總功率限制下實現最大化，其實質在于從高斯信道中進行最大信道容量的獲取。通常要求在通信服務質量得以保障的情況下，為使SINR最小化且避免信號受其他因素干擾，應對用戶發射信號，功率逐漸減少。
2.3速率自適應算法存在的問題與改進策略分析
速率自適應的提出主要針對誤碼率限制以及總功率限制的情況下，以用戶信息狀態為依據，進行功率的動態分配與調整，從而使信道容量實現最大化。目前所采用的方式主要為優化目標函數、容量最大化算法、最小容量最大化算法以及基于比例數據傳輸速率限制的容量最大化算法等。但實際計算過程中，容量最大化的方式很可能產生子載波與功率分配不均的情況，最小容量最大化的方式又忽視了數據傳輸速率方面用戶所表現的不同，而基于比例數據傳輸速率限制的容量最大化算法所涉及的功率分配計算又較為困難。對此現狀需構建系統模型，在優化目標函數的基礎上，進行功率自適應分配與仿真分析，并綜合考慮載波與功率的聯合分配，使資源分配方式更加合理[3]。
3結語
衛星通信的基本原理范文2
為了研究OQPSK調制體制是否適合衛星通信，對OQPSK調制和相干解調基本原理和性能特點進行了分析。文章結合工程實踐，重點分析了OQPSK相干解調的關鍵技術，包括載波同步、多普勒頻偏計算、定時同步以及相位解模糊，同時分析了OQPSK在衛星通信中的優點。經過理論分析和實踐得出，OQPSK調制信號恒包絡且頻譜效率較高，適合寬帶衛星通信數據傳輸。設計了一種符號速率為120Msps的寬帶OQPSK調制解調器，并且測試了調制性能和解調性能的關鍵參數，經過工程應用表明了上述結論的正確性。
關鍵詞:
OQPSK;相干解調;寬帶;衛星通信
引言
QPSK是一種恒包絡調制方式，它受功率放大器的非線性影響很小［1］。而OQPSK是在QPSK基礎上改進的一種恒包絡數字調制，與QPSK信號相比，OQPSK信號同相支路碼元與正交支路碼元在時間上偏移了半個符號周期。OQPSK調制除了具有QPSK調制的所有優點外，還消除了相鄰符號的180°相位跳變現象［2］，在帶寬有限的通信系統中，包絡起伏小，經過非線性功率放大器后不產生明顯的功率譜旁瓣增生效應［3］。因此，OQPSK調制所具有的恒包絡特性、良好的頻譜效率及功率效率使得它廣泛的應用于衛星通信中，如TDMA、CDMA系統中，已成為非線性帶限信道中常用的一種調制方式。
1OQPSK調制體制的原理
1．1調制原理
OQPSK信號可以用正交調制方法產生，正交支路基帶信號相對于同相支路基帶信號延時半個碼元周期，OQPSK信號可以表示為:，an和bn的取值為－1或+1，分別對應于0和1，是輸入信息序列經串－并轉換得到的兩個序列;A為載波幅度;Ts為輸入信息序列周期。OQPSK調制器如圖1所示。
1．2OQPSK
相干解調原理QPSK信號可以用兩個正交的載波信號實現相干解調。由于OQPSK調制和QPSK調制原理基本相同，因此在相干解調時，它們的載波恢復原理是相同的，OQPSK相干解調原理如圖2所示。
2OQPSK解調的關鍵技術
2．1載波同步
2．1．1載波環
OQPSK載波同步常用costas環，鑒相器采用松尾環結構，如圖3所示。由于松尾環具有矩形鑒相特性，因此鑒相靈敏度(即鑒相特性在穩定平衡點處的斜率)非常大，使PLL環路增益提高，從而降低靜態相位誤差，改善接收系統誤碼率性能。松尾環算法鑒相得到的相位誤差由于OQPSK與QPSK原理基本相同，只是Q路數據延遲了半個碼元，為方便起見，下面以QPSK信號來推導其松尾環鑒相原理，這同樣適用于OQPSK。在載波環路中，可以直接用式(9)作為鑒相誤差。但在實際工程實現中，為了簡化運算，減少乘法器等資源的消耗，可以再對式(9)取符號位，得到:U=SgnUd=Sgn(KdSin(4β))(10)因此，松尾環鑒相所得為4倍載波頻差，鑒相誤差經環路濾波器濾波后送入DCO調整頻率直到載波環路鎖定。
2．1．2環路濾波器
環路濾波器在環路中抑制輸入噪聲，并且對環路的校正速度起調節作用。環路濾波器輸出為DCO輸出和輸入信號之間相位差有關的控制電壓。costas環常采用二階鎖相環，二階數字環路濾波器傳遞函數為濾波器參數G1、G2可調，最終達到使環路既能快速捕獲又能穩定跟蹤。G1、G2值的計算方法如下。
2．1．3多普勒頻偏計算
載波同步時，若頻率偏差較大，載波環路不容易快速捕獲，因此需要首先對載波多普勒頻偏進行糾正。基帶信號，即已調信號的包絡;m為第m個碼元的相位，理論上是(0，2π)內離散取值，對于QPSK/OQPSK信號而言，只能取m=mπ4+π4，m=0，1，2，3。因此計算其載波多普勒頻偏時需對信號進行4次方，得到［e(t)］4=∑［g(t－nT)s］4exp(jmπ+π+Δ)，這樣才把調制信息去掉，只剩下載波頻差信息。通過FFT計算頻差，據此對載波環中的DCO進行頻率設置，使載波環路進入快捕帶，完成對多普勒頻移的捕獲。
2．2定時同步
載波恢復后，根據準確的符號時鐘重采樣即可恢復出數據。因此需要對符號時鐘進行定時同步。定時同步可以采用先內插再抽取最佳采樣點的方式，也可以采用定時誤差置入DCO控制重采樣時鐘頻率的方式，使重采樣點為碼元的最佳采樣點。本文介紹后一種定時同步方式。OQPSK定時誤差提取常采用gardner算法［5］，該算法具有兩個特點:一是每個符號只需要兩個采樣點即可，且以符號速率輸出誤差信號;二是估計算法獨立于載波相位，即可以在載波相位同步之前，完成定時誤差估計。具體實現時誤差提取采用最大值、過零點的方法提取。誤差為ε=Xk*Xk－N2－Xk+N()2，N為每個碼元周期的采樣點數，Xk為期望中的過零點，Xk－N2，Xk+N2為期望的相鄰兩個碼元的最大值。定時同步DCO、環路濾波器原理跟載波環DCO、環路濾波器原理基本相同。
2．3相位解模糊
載波同步和定時同步后即可輸出解調數據，但是OQPSK輸出的數據存在相位模糊情況，如果未對調制信號數據與載波相位做出明確約定，則必須考慮8種相位模糊的可能性，否則會造成數據解調錯誤。OQPSK解調的相位模糊情況一共有8種。通常相位解模糊結合幀同步來處理。可以將8種可能相位對應的數據采取串行或者全并行的方式進行幀同步，幀同步鎖定的相位即為正確相位。
3OQPSK調制衛星通信工程應用
3．1OQPSK調制技術
在衛星通信中的優勢由于衛星平臺上頻譜和功率資源非常有限，因此衛星通信系統調制體制選擇的重要因素是頻譜效率和功率效率。衛星通信調制技術主要圍繞如何充分節省頻譜和高效率利用頻帶展開，而多進制調制技術，是提高頻譜利用率的有效方法;而恒包絡技術，不僅能適應信道的非線性，還能保持較小的頻譜占用率。OQPSK信號與QPSK信號的區別在于其相互正交的兩個支路信號相對延時半個碼元。每次只有一個支路可能發生碼元極性翻轉，不會出現兩個支路碼元極性同時翻轉的現象。因此，OQPSK信號相位只能跳變0°、±90°，不可能出現180°的相位跳變，故包絡不會有瞬變為0的情況，基本恒定，減小了傳輸過程中信道對傳輸質量的影響。因此，OQPSK調制的恒包絡特性、良好的頻譜效率和功率效率，使得它在衛星通信中得到了廣泛的應用。
3．2OQPSK實際工程應用
在某寬帶衛星通信項目中，設計了符號率為120Msps的OQPSK調制器和解調器，實現了衛星通信高速數據傳輸。調制器采用I、Q正交調制，1/2碼率LDPC編碼，中頻為S頻段，調制器輸出信號頻譜和星座圖OQPSK解調器采用相干解調，載波同步、定時同步、多普勒頻偏估計及相位解模糊如以上章節所述，由于調制信號速率很高，在解調時采用全并行相干解調。此外，由于符號速率較高，群時延失真對傳輸性能的影響較大，所以在解調器中加入了自適應均衡器來補償信號在傳輸過程中的幅度失真和相位失真。均衡器采用LMS算法的判決反饋結構(DFE)、分數間隔盲均衡結構，其主要功能模塊包括:正向濾波器、逆向濾波器、判決器和抽頭系數更新的自適應算法模塊。
4結語
文章分析了OQPSK調制體制的關鍵技術，對載波同步中的載波誤差提取、環路濾波器以及多普勒頻偏計算做了詳細的推導，對定時同步的原理和實現方法進行了闡述，最后分析了OQPSK解調相位的模糊情況并給出了解決措施。文章還分析了OQPSK在衛星通信中的應用優勢，并根據工程實踐，介紹了一種寬帶OQPSK調制解調器在衛星通信工程的應用。工程實踐表明，OQPSK的恒包絡特性、良好的頻譜效率很適合衛星通信，并且在衛星通信中得到了廣泛的應用。
參考文獻:
［1］胡凡，朱立東．不同相位噪聲譜對QPSK的性能影響分析［J］．通信技術，2010，43(04):65－66．
衛星通信的基本原理范文3
1設計需求
（1）載波電平調整方式為單路衰減可調，可調范圍為0~15dB，步進制為0.5dB。（2）根據需要選擇中頻輸入/輸出端口數量。為方便用戶，采用模塊化設計，可以根據實際需求增加或減少輸入/輸出端口的模塊，增強系統擴展性和靈活性。（3）具備自動監測功能。要能夠監視各部分電路的工作狀態和各路輸入/輸出衰氣減量的變化，發現異常情況及時發出告警，報告發生故障的部位，以便縮短故障停機時間。
2系統整體架構
圖1為系統結構圖，為提高設備的靈活性和性能，采用8031微處理器[3]控制各部分電路實現所需功能。上行中頻信號經單路可調衰減模塊調整后通過合路器合并后送至中頻發送接口，而下行中頻信號正好相反。每個程序控制衰減模塊有8個輸入或輸出端口，每個機箱發送和接收部分最多各裝2個模塊，共16對輸入/輸出端口。超過16對端口時，要將程序控制衰減模塊安裝在另一個機箱中，中頻信號通過發送擴展端口Tx和接收擴展端口Rx連接，由主中頻單元通過擴展總線對該模塊進行控制。由于級聯的中頻單元相對主中頻單元多一級4分合路器，增加了6dB的衰減，所以需要一個6dB的中頻放大器，這樣，就保證了從擴展接口接入的中頻信號與直接輸入的中頻信號有相同的傳輸增益，當中頻信號傳輸距離較遠時，該中頻放大器可以補償部分傳輸損耗。遙控接口可以實現遠端計算機遙控或網絡控制。液晶顯示可以用菜單顯示每一路輸入或輸出的配置參數，定量顯示衰減量以及中頻單元的當前狀態等。
3電路實現
3.1程序控制衰減模塊程序控制衰減模塊是決定中頻單元性能的關鍵部分。它的工作過程是：微處理器通過控制總線將控制信息傳送給相應的信號變換電路，變換成相應的電流信號，控制可變衰減器達到要求的衰減量。
3.1.1可變衰減器可變衰減器一般由T型網絡[4]構成。利用PIN管作為可變電阻器，具有工作頻率高、控制能力強的優點，由PIN二極管組成的T型衰減器如圖2（a）所示，在這里PIN二極管D1和D2是變阻元件，與R2和R3共同構成一個T型電路。PIN二極管的等效電阻取決于控制電流I0，當電流I0增加時，二極管的內阻減小，T型網絡的傳輸系數增高，衰減減小。只要保證電流I0穩定，網絡的衰減量就是固定的。這里使用兩個二極管串聯作為變阻器件，是為了減少PIN管結電容對T型網絡的傳輸特性產生影響。經過簡化的工作原理如圖2（b）所示，實際上就是串聯電阻分壓網絡。為實現阻抗匹配，取R為50Ω，則W=1531Ω。經查，選用1SV172作為核心器件[5]，該器件在100MHz，導通電流在10mA時，導通電阻典型值為3Ω；10μA時，導通電阻典型值為500Ω，完全滿足使用要求。
3.1.2信號變換信號轉換電路將來自CPU的數字控制信號轉換成驅動可變衰減器的電流信號，主要由鎖存器、D/A轉換器和電壓/電流變換電路組成。鎖存器用來存儲CPU送來的衰減量信息；D/A轉換器用于將數字衰減量信息轉換成相應的模擬電壓信號，可選用8位D/A轉換器件[6]DAC0832，對于0~15dB的衰減范圍，分辨率約為0.06dB，能夠滿足精度要求；電壓/電流變換電路將電壓信號變換成控制可變衰減器的電流信號，基本原理如圖3所示。
3.26dB增益放大器從擴展接口級聯的中頻單元相對主中頻單元多一級4分合路器，增加了6dB的衰減，所以要增加一個6dB的中頻放大器來補償這一衰減。當中頻單元與上下變頻器距離較遠時，使用該放大器可以補償部分傳輸損耗。但是，使用放大器就要考慮三階交調、相位噪聲、帶寬、幅頻特性等指標。選用MWA系列薄膜集成寬頻帶放大器[8]0311，單級增益可達14dB，在100MHz內有平坦的頻率特性，可達±1dB，輸入/輸出阻抗為50Ω，輸出功率為8.2dBm。電路如圖4所示。
3.3自動監測工作狀態設備自動監測工作狀態是提高設備工作可靠性的重要手段之一。監測的內容包括存儲器的狀態、電源電壓、衰減量等模擬量和輸入/輸出控制的開關狀態，隨時采集匯報所監視的參數的變化，并與存儲的值作比較，判斷工作狀態是否正常。模擬量的監測原理如圖5所示。電平轉換電路將數據采集點的模擬電壓信號轉換成適當的電壓，經模擬多路開關選擇并緩沖放大后，由A/D轉換器轉換成8位數字信號，傳給CPU進行處理。
3.4邏輯控制電路邏輯控制電路選用8031單片機作為微處理器，控制各模塊協調工作。控制電路設計成總線結構，微處理器通過總線控制程序控制衰減模塊的工作。該總線包括控制總線、數據總線和地址總線。因為各種數據信號都是8位的，所以數據總線只需8位。鑒于衛星通信的特點，一個中頻單元只須控制同一個衛星的一個轉發器的相應中頻信號，這樣，中頻單元只要具備128路中頻信號的控制能力即可滿足要求，所以采用6位地址總線即可滿足要求。中頻單元要對程序控制衰減模塊的配置參數進行管理，且在意外停電等情況時保證這些不會丟失，這些參數保存在非易失性存儲器中。為了簡化程序設計，采用閃爍存儲器。閃爍存儲器的存取速度快，與RAM相當，擦/寫次數可達百萬次，保持時間長，能提高設備性能，延長使用壽命。LCD顯示器采用字符數16×2，自掃描，帶背光的點陣字符式液晶顯示模塊[9]LCD⁃016M002D。這種液晶顯示模塊性能好，外形美觀，同時，它內含存儲器和字符點陣庫，只需將要顯示的字符代碼寫入顯示存儲器即可，這不僅簡化了電路，也降低了軟件編寫的難度。電源可以采用開關電源模塊，體積小、效率高，對散熱要求較低，市場上貨源充足，價格也不高。為了提高系統可靠性，可采用雙電源供電方式，以便縮短故障停機時間。
4結語
衛星通信的基本原理范文4
本文依據衛星通信地球站天線有關極化隔離度的設計技術指標及運行要求，分析了極化調試的方法，根據多年工作經驗，著重提出了用反極化法調試衛星天線極化角的方法，并在此基礎上給出了相應的操作方法。
【關鍵詞】極化角 反極化 主站信標
1 概述
隨著衛星在民航數據通信中的廣泛應用，衛星網絡的數據和語音通信的高質量傳輸，有賴于衛星正確的安裝與調試，對衛星的安裝技術要求也愈來愈高。天線對星操作是安裝調試衛星通信地球站的關鍵技術之一，天線指向的精確度將直接影響衛星地球站的通信質量。天線對星操作包括三個方面的內容，即調整天線方位角、俯仰角和極化角，在民航衛星網的建設和運行過程中，由于具備方位角和仰角測試儀，各遠端站天線的方位和俯仰角度調整的都比較好。而在極化調整方面，因為沒有合適的工具可用，因此有相當一部分地球站天線的極化角調整得不太理想，這些站在運行過程中，不僅影響了反極化方向衛星轉發器的工作性能，同時也使衛星網內受到來自反極化方向的干擾，從而使相應的數據通信誤碼率提高，話音通信質量下降。極化匹配不均衡，會產生極化損耗使接收信號降低，極化的調試至關重要，對網絡的通信質量影響很大，下面分析極化調試的方法，重點分析反極化調試原理及其操作方法。
2 極化角的定義
無線電波的極化，是指電場方向和傳播方向兩者的關系。它表示在最大輻射方向上電場矢量的取向。在實際中，由于發射天線的具體放置不同，使電場只有垂直或只有平行于地面方向的分量，前者稱為稱垂直極化波，我國的廣播發射天線是垂直于地面的，故是垂直極化波；后者稱為水平極化波，我國電視、調頻廣播用的是水平極化波，它們的發射天線是平衡于地面的。
而衛星接收天線的極化方式有兩類：一種是線極化，一種是圓極化。其中在線極化方式下又分為水平極化和垂直極化；在圓極化方式下又分左旋圓極化和右旋圓極化。天線的極化，就是指天線輻射時形成的電場強度方向。當電場強度方向垂直于地面時，此電波就稱為垂直極化波；當電場強度方向平行于地面時，此電波就稱為水平極化波。如果衛星波束中心與衛星同經度，那么與星下點同經度（但緯度不同）的非星下點接收天線能很好地與衛星輻射電磁波匹配，而與星下點不同經度的非星下點接收天線的極化必須旋轉一個角度才能與衛星電波相匹配，這個角度就是極化角，這個極化角也等于星下點的接收天線地平面與非星下點的接收天線地平面之間的交角，如圖1所示。
地面接收天線的極化角P可用下式計算：
P = arctg[sin（ψs-ψg）/tgθ]
中的ψg是接收站經度，ψs為衛星的經度，θ為接收站的緯度。
從公式可以看出極化角的計算只是理想的理論值，總會存在誤差，實際調試的時候，可作為極化調試的依據，實際的極化角精確調試，還需借助頻譜儀等精密儀器來具體的調整。
3 一般的極化調試方法
調整好方位角和仰角后，再調試極化角，先計算極化角的理想值。當極化角P=0時，接收站剛好處在衛星星下點處，極化處于最理想的匹配狀態，不需調整也是最佳極化；而當極化角P>0，接收站方位角處于南偏東，天線饋源應逆時針旋轉，調到最佳狀態；當極化角P
在實際操作中，類似衛星電視接收等2.4米以下的小天線，精度要求不高，不需昂貴的儀器，都使用簡單的AGC電壓法和衛星接收機中的信號強度指示條法來調試極化角。
3.1 AGC電壓調整法
AGC（自動增益控制）電壓調整法是通過測試接收機輸出的AGC電壓來調整天線極化角，只需一般的萬用表，把輸出電壓調整到最大值，此時天線極化匹配最佳。此方法適用于帶有AGC電壓輸出的衛星接收機，簡單方便，容易操作，廣泛應用于一般的衛星電視接收等。調整時，設置后接收機相應的頻道和參數，調整好方位角和仰角，直到能接收到電視信號，用萬用表在接收機AGC輸出處測量，慢慢地旋轉天線饋源，旋轉的方向和角度以計算極化角的理論值為準，反復調整，直到AGC電壓值最大，這個點就是極化調整的最佳狀態，固定饋源。極化調整最佳時，電視圖像清晰，信號穩定，無噪聲無干擾，只能接收某種極化的節目。極化調整不好時，往往接收圖像噪波多，有間歇性的白線干擾，不同極化的節目會同時收到。AGC電壓調整法適合接收模擬衛星電視。
3.2 信號強度調整法
信號強度調整法是利用衛星接收機自帶的接收信號顯示功能，調整接收信號到最大來完成。當進入自帶信號檢測功能的接收機時，安裝調試界面，會顯示信號強度和信號質量兩條指示條。信號強度指示條顯示接收機與饋源鏈路的狀態，可檢測出接收機與饋源鏈路之間是否有故障。信號質量指示條顯示接收信號的強弱，可作為天線調試的主要依據。信號質量指示條分別用紅、黃、綠表示信號從弱到強，指示條值也不斷變化，直到最大。此時，指示條顏色變為綠色，表示極化匹配良好，可接收清晰圖像。此方法適用沒有AGC電壓輸出口的接收機接收數字衛星電視。
4 反極化法調試的基本原理
民航衛星數據網要求精度高，需要頻譜儀等精密儀器來調試極化角。解決極化調試這一問題的有效方法，是在主站（或監控站）建立一個反極化監控系統，并以此來進行遠端站天線的極化角的調整，目前，民航衛星網沒有建立反極化監控系統，故尚不具備這種條件。在這種情況下，本人在衛星站建設中多次使用了反極化調試技術，并在天線極化角調整方面取得了令人滿意的效果。
民航衛星網所使用的極化方式為線性極化，即信號發送采取垂直極化方式，信號接收則使用水平極化方式，地球站天線設計的線性極化隔度度指標為大于或等于30dB。就是說載波信號在沿著同極化方向進行傳播時，由于受雙工網絡的隔離作用其強度在反極化方向至少被降低30dB，但同時，天線產家為了降低生產成本，所生產的天線的極化隔離度又不會比30dB大得更多，對于VSAT系統來說，已不至于使收發信號產生相互的干擾。反極化法的基本思路就是利用這一基本原理在主站建立一個信噪比大于30dB的單載波信號并作為網內的信標信號，網內需要調試極化角的遠端站在同極化和反極化兩個相反方向上接收這個信標信號，并通過比較兩次所接收到的信號絕對電平的差值是否大于30dB來調試天線的極化角。在使用反極化法時，一般情況下，只有當同極化角調整在接近最佳位置時，其反極化方向的信號強度才會比同極化方向低30dB。
4.1 主站信標信號的建議
主站信標信號的建立是通過在主站中頻并接相應的信號發生器來實現，所發送的信標信號使用與系統信號相同的極化方式，并通過主站天級輻射至衛星，然后由衛星轉發至全網各個遠端站。主站發送的信標信號應具有如下特性：（1）單載波信號；（2）信噪比大于33dB；（3）左右兩邊各有20KHz以上的保護帶寬。
信標信號的頻譜如圖2所示。
4.2 遠端站極化角調整
實際極化角調整中可分兩步走，先粗調，按計算所得的方位角、仰角和極化角調整天線的指向及饋源旋轉角度，使仰角和方位角最佳并鎖定天線指向。細調時，用頻譜儀使接收信號精確調整。需要調整極化角的遠端站，首先使用頻譜儀在水平極化方向上接收主站發送的信標信號，并按常規方法將信號幅度調至最大，然后對頻譜儀進行如下操作：
按PEAK SEARCH鍵；（搜尋信號峰值）
按MARKER―CF鍵；（信號置中）
REF LVL=信號峰值電平+LOG DB/DIV
SPAN=0HZ
SWEEP=300S
在極化調整時，使用頻譜儀的SGL SWP方式，即信號掃描方式。按下頻譜儀SGL SWP鍵后，立即向反極化方向（垂直極化方向）轉動天線極化器，此時信號開始逐漸減弱，當信號變化幅度超過30dB時即可停止，此時再將極化器轉回水平極化方向，并使信號達到最大峰值，然后，鎖定天線極化器，至此可認為極化調整完成。調整過程中，信號變化情況如圖3、圖4所示。
如果按以上步驟，信號遞減幅度無法達到30dB，則應將極化器調至水平極化方向，并再次搜尋新的峰值，然后再按上述步驟重復進行調試，這樣最終會將天線極化調至合格的精度。
5 結束語
AGC電壓調整法和信號強度調整法無需借助精密儀器的簡單調試方法，對極化調整精度要求不高，常見于衛星電視接收的情況。而反極化法是一種簡化的天線極化調整方法，借助頻譜儀等精密儀器，可以把極化調整到最佳的狀態。主要適用于經過型號認證的4.5米以下天線的用戶安裝調試，在民航衛星數據網絡里廣泛應用。由于該方法具有簡便、實用、有效的特點，因此，在民航衛星調試中，本人多次使用該方法，并在民航衛星網轉星工程中取得了比較理想的效果。
參考文獻
[1]劉國梁，榮昆壁.衛星通信[M].西安：電子科技大學出版社，2008.
[2]宋家華，宋法田.衛星通信[M].北京：宇航出版社，2009.
衛星通信的基本原理范文5
【關鍵詞】脈沖編碼調制；均勻量化；非均勻量化；線性；非線性；MATLAB
0.引言
20世紀70年代后期，超大規模集成電路的脈沖編碼調制（PCM）編、解碼器的出現，使PCM在光纖通信、數字微波通信、衛星通信中得到越來越廣泛的應用。因此，PCM已經成為數字通信中一門十分重要的技術。PCM也是通信工程專業學生必修的部分。學生可以通過該系統的實驗，加深線性編碼和非線性編碼等概念的理解，進一步掌握有關數字通信系統性能的分析方法和基本研究方法。
1.Matlab簡介
MATLAB是矩陣實驗室（Matrix Laboratory）的簡稱，是美國MathWorks公司出品的商業數學軟件，用于算法開發、數據可視化、數據分析以及數值計算的高級技術計算語言和交互式環境，主要包括MATLAB和Simulink兩大部分，它將數值分析、矩陣計算、科學數據可視化以及非線性動態系統的建模和仿真等諸多強大功能集成在一個易于使用的視窗環境中，為科學研究、工程設計以及必須進行有效數值計算的眾多科學領域提供了一種全面的解決方案，并在很大程度上擺脫了傳統非交互式程序設計語言（如C、Fortran）的編輯模式，代表了當今國際科學計算軟件的先進水平。
MATLAB和Mathematica、Maple并稱為三大數學軟件。它在數學類科技應用軟件中在數值計算方面首屈一指。MATLAB可以進行矩陣運算、繪制函數和數據、實現算法、創建用戶界面、連接其他編程語言的程序等，主要應用于工程計算、控制設計、信號處理與通訊、圖像處理、信號檢測、金融建模設計與分析等領域。
2.脈沖編碼調制（PCM）基本原理
脈沖編碼調制（PCM）概念是1937年由法國工程師Alec Reeres最早提出來的。1946年美國Bell實驗室實現了第一臺PCM數字電話終端機。1962年后，晶體管PCM終端機大量應用于市話網中局間中繼線，使市話電纜傳輸電話路數擴大24-30倍。70年代后期，超大規模集成電路的PCM編、解碼器的出現，使PCM在光纖通信、數字微波通信、衛星通信中獲得了更廣泛的應用。因此，PCM已經成為數字通信中一個十分基本的問題。
脈沖編碼調制簡稱脈碼調制，它是一種將模擬語音信號變化成數字信號的編碼方式。脈碼調制的過程如圖2所示。
PCM主要包括抽樣、量化與編碼三個過程。抽樣是把連續時間模擬信號轉換成離散時間連續幅度的抽樣信號；量化是把離散時間連續幅度的抽樣信號轉換成離散時間離散幅度的數字信號；編碼是將量化后的信號編碼形成一個二進制碼組輸出。國際標準化的PCM碼組（電話語音）是八位碼組代表一個抽樣值。從通信中的調制概念來看，可以認為PCM編碼過程是模擬信號調制一個二進制脈沖序列，載波是脈沖序列，調制改變脈沖序列的有無或“1”、“0”，所以PCM成為脈沖編碼調制。
圖1.1 PCM原理圖
編碼后的PCM碼組，經數字信道傳輸，可以是直接的基帶傳輸或者是微波、光波載頻調制后的通帶傳輸。在接收端，二進制碼組反變換成重建的模擬信號■(t)。在解調過程中，一般采用抽樣保持電路，所以低通濾波器均采用■型頻率響應以補償抽樣保持電路引入的頻率失真■。
預濾波是為了把原始語音信號的頻帶限制在300-3400Hz標準的長途模擬電話的頻帶內。由于原始語音頻帶是40-10000Hz左右，所以預濾波會引入一定的頻帶失真。
整個PCM系統中，重建信號■(t)的失真主要來源于量化以及信道傳輸誤碼，通常，用信號與量化噪聲的功率比，即信噪比S/N來表示。
3.線性PCM與對數PCM的性能比較
下面以正弦信號輸入為例，來分析線性PCM編碼與對數PCM編碼的信噪比（SNR）特性。
3.1均勻量化
由通信原理可知，當輸入為正弦信號a=Am*sin(0.1*pi*x)，且信號不過載時，若取量化間隔數為L，且L=2n，n為正整數。則有信噪比
SNR≈4.77+20logD+6.02n
單位為分貝（dB），其中D=Am/■V，V為最大量化電平。在不過載的范圍內，信噪比隨輸入信號的增加呈線性增加。
3.2非均勻量化
3.2.1 A律壓縮特性
假設輸入的正弦信號a=sin(0.1*pi*x)的相位是隨機的，且在(-π,π)范圍內等概率分布。則有：
量化噪聲功率
σ■■=■,0≤a≤1/A
σ■■=■{[2-(aA)2]sin-1(■)+■+■},1/A≤a≤1
其中C=1/(1+InA),A=87.6。
以及正弦波瞬時功率S=■
根據上面3個公式，可以編制出以下程序，求得輸入樣值數組x和信噪比數組SNR。并繪制出SNR特性曲線。
x=0:0.01:20;
a=sin(0.1*pi*x);
a2=max(a); %求幅值的最大值
b=length(a);
a1=abs(a); %求輸入信號的絕對值
X=20*log10(a1/a2);
n=8;
SNR1=6.02*n+4.77+X; %均勻量化的信噪比
plot(X,SNR1)
axis([-80 0 0 70]);
ylabel('SNR(dB)');xlabel('20logD');
grid on
text('Position',[-30,15],'String','L=256');
衛星通信的基本原理范文6
焦爐四大車的通信方式大多采用無線或感應無線的通信方式。在感應無線的通信方式中,編碼電纜既作為位置檢測使用,又作為數據通信使用。將編碼電纜應用在移動機車的定位上是相當成功的,但將其應用在數據通信上,其缺點是明顯的。首先感應無線通信的工作頻率較低(100kHz左右),容易受到電氣干擾;其次其通信環路過長,設備復雜,穩定性較差,成本高。近年來,無線電通信技術飛速發展,已由過去的模擬方式發展到現在的數字方式,其特點是硬件設備簡單、通信速度快、通信誤碼率低。因此采用無線數據通信技術解決焦爐四大車的通信問題是未來的發展方向。
1.1通信技術
(1)擴頻通信基本原理擴頻通信,即擴展頻譜通信(Spread SpectrumCommunication),它與光纖通信、衛星通信,一同被譽為進入信息時代的三大高技術通信傳輸方式。擴頻通信是將待傳送的信息數據被偽隨機編碼(擴頻序列:Spread Sequence)調制,實現頻譜擴展后再傳輸;接收端則采用相同的編碼進行解調及相關處理,恢復原始信息數據。(2)擴頻通信的理論基礎擴頻通信的可行性,是從信息論和抗干擾理論的基本公式中引伸而來的。擴展頻譜換取信噪比要求的降低,正是擴頻通信的重要特點,并由此為擴頻通信的應用奠定了基礎。總之,我們用信息帶寬的10 0倍,甚至10 0 0倍以上的寬帶信號來傳輸信息,就是為了提高通信的抗干擾能力,即在強干擾條件下保證可靠安全地通信。這就是擴展頻譜通信的基本思想和理論依據。
2 位置檢測的基本原理
2.1編碼電纜的結構
編碼電纜由電纜芯線、模芯和電纜護套構成。芯線有兩種,即基準線(R線)和地址線(G0線—G9線)?；鶞示€R在整個電纜段中不交叉,地址線是按格雷碼的編碼規律來編制的,G0每隔2P交叉一次,G1每隔4P交叉一次,G2每隔8P交叉一次,以此類推,G9在整個電纜段中只交叉一次,P為依靠電纜本身能識別的最小長度。
2.2位置檢測的基本原理
圖1為編碼電纜位置檢測原理示意圖。移動機車上安裝一個天線箱(發射天線),天線箱距離扁平電纜10 ~30 c m,天線箱發射的高頻信號通過電磁感應被地面的編碼電纜接收,R線為平行敷設的一對線,接收到的信號作為基準信號,G0 ~ G9在不同的位置有不同的交叉點,其接收到的信號在經過偶數個交叉后,相位與基準信號相同,在經過奇數個交叉點后,相位與基準信號的相位相反,若規定同相位時地址為“0”,反相位時地址為“1”,則在編碼電纜的某一位置得到唯一10位的地址編碼,此對應與機車的一個地址。例如圖中G0~G9的地址碼為:001…1。位置檢測單元將地址碼轉換成十進制的米數,即可檢測出機車離編碼電纜始端的距離,從而得到機車的位置。
3 感應無線定位和通信系統
數據通信受到變頻調速器諧波干擾,變頻器工作時,作為一個強大的干擾源,其干擾途徑一般分為輻射、傳導、電磁耦合、二次輻射和邊傳導邊輻射等,諧波的頻率為幾十千赫茲到幾百千赫茲。主要途徑如圖2所示。從圖2可以看出,變頻器產生的輻射干擾對周圍的無線電接收設備產生強烈的影響。下面介紹感應無線通信系統中數據通信和地址檢測的模式,并說明變頻調速器對感應無線通信干擾的原因。
3.1數據通信的模式
感應無線通信的工作頻率為:地面站:79kHz,車載站:49k Hz,這個頻率正好在變頻調速器的諧波范圍,于是產生了同頻干擾。數據通信的流程如圖3所示。由于地面站的數據是通過編碼電纜發射的,而編碼電纜是單線圈結構,發射效率較低,要保證車上的接收質量,必須提高車上接收的靈敏度,因此車上的接收天線是多線圈的,并配有信號放大器,因此靈敏度較高,在接收地面站信號時也很容易接收到變頻器的諧波,造成同頻干擾。車上接收到錯誤的數據后就不能往地面站回發數據,只能等待接收下一幀數據。若干擾仍存在,通信就中斷了。為了消除變頻調速器的諧波干擾,常采用如下兩種方法。(1)增加一個參數一樣的接收線圈。采用放大器差分輸入(減法器)的辦法來消除干擾,但同時也把有用的信號差分掉了,為了防止有用信號被差分(相減)掉,這兩個線圈必須保持一定的距離。這樣它們接收到的干擾信號就不相等了,因此,用差分相減的辦法不能完全消除變頻調速器的諧波干擾。(2)采用無線擴頻通信技術。其工作頻率2.4GHz,避開了變頻調速器諧波干擾,是一種徹底解決變頻調速器的諧波對數據通信干擾的辦法。本系統采用的就是無線擴頻通訊技術。
3.2地址檢測模式
感應無線通信系統中,編碼電纜既用作地址檢測,又用作數據通信,因此地址檢測和數據通信只能分時進行,地址檢測建立在數據通信之上。即在一個通信同期內,有一段時間用于車上調制器發送載波,以便地面站檢測地址,如圖4所示。由于變頻調速器的干擾,車載站接收到錯誤的數據后不能回發數據,也就不能發送載波(用于地址檢測)了,因此地址檢測便不能實現。
3.3變頻調速器的諧波對感應無線數據通信干擾
編碼電纜既用作地址檢測,又用作數據通信,通過編碼電纜和車上天線箱的電磁感應實現車載站和地面站的數據交換。近年來,變頻調速器在工業控制中得到了廣泛的應用。但它工作時頻率豐富的諧波對周圍的設備帶來了嚴重的干擾。其嚴重后果有:(1)影響無線電設備的正常接受;(2)影響周圍機器設備的正常工作,使它們因接受錯誤的信號而產生錯誤動作。所以數據通信應采用抗干擾能力強,尤其是抗變頻調速器諧波干擾的通信技術。
