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buck電路范文1
關鍵詞：光伏陣列模擬器；數字信號處理器（DSP）；buck電路；電流差值控制；IV特性；模擬
中圖分類號：TM615 文獻標識碼：A
光伏陣列模擬器可以代替實際光伏陣列裝置用于實驗室研究光伏系統負載能力與性能，因此，光伏模擬器的研究已成為近十年國內外的研究熱點[1-3].
光伏陣列模擬器的研究內容主要集中在3個方面：1）研究模擬算法，主要算法包括弦截法、數值迭代法和逐點逼近法等[4-5].其中，弦截法需要求解復雜的超越方程，運算量大.數值迭代法與逐點逼近法的性能與逼近步長的大小密切相關，大步長的算法收斂速度快，但精度差、超調大；小步長的算法穩定性較好，但動態響應速度慢.2）研究模擬器的實現技術，大多用DSP和FPGA 等數字控制器作為模擬器的控制器，采用現代電力電子電路作為模擬器的主電路[6-8].3）建立光伏陣列的仿真模型，通過仿真驗證模擬器的效能[8].
本文采用TMS320F2812 DSP作為控制器，使用IGBT作為BUCK電路的主開關，研究與設計了一臺能實現最大短路電流5 A，最大開路電壓50 V，最大光伏輸出功率150 W的光伏陣列模擬器樣機，并提出了一種新的模擬算法.該模擬算法實時采集模擬器負載電流和電壓，將負載電壓值代入光伏特性工程數學模型，根據選定的光伏環境條件計算參考電流，用負載電流與參考電流的差值產生控制電壓，生成BUCK開關占空比d，調節模擬器輸出電壓，使模擬器工作點逐點逼近光伏陣列IV特性的參考工作點，實現對光伏陣列輸出特性的模擬.MATLAB仿真和實驗結果表明，模擬器能準確跟蹤參考工作點，并且超調小于4%，穩態誤差小于1%，逼近過程的振蕩小，能實現光伏陣列在多條件下完整的IV特性曲線模擬.
1光伏陣列的特性與工程數學模型
光伏陣列的特性與工程數學模型是研究與設計光伏模擬器的理論基礎.模擬器的基本工作原理就是通過控制BUCK電路主開關的占空比，調節其輸出電壓與電流盡可能接近于光伏陣列輸出IV特性曲線上對應點的電壓與電流，從而實現對不同光照量S和環境溫度T條件下的不同光伏陣列輸出IV特性曲線的模擬.
3.2仿真與模擬實驗結果
條件①的仿真和模擬實驗波形分別如圖7和圖8所示，負載由20 Ω突變為40 Ω.
條件②的仿真和模擬實驗波形分別如圖9和圖10所示，負載由25 Ω突變為12 Ω.
由圖7～圖10可知，模擬器實際運行特性與仿真結果非常吻合，模擬器算法能夠快速、精確地模擬各種不同條件的光伏陣列輸出IV特性，能夠在不到80 ms的時間內實現跟蹤，且系統穩定性好.
3.3算法對比實驗結果
為了驗證本文算法的有效性，在模擬器樣機上進行了傳統逐點逼近法與本文算法的對比實驗.對比實驗的條件為：S=800 W/m2 ，T=32 ℃，電阻從11 Ω突變到22 Ω.
實驗波形如圖11所示.從圖11（a）可以看出，模擬跟蹤的過渡過程時間為300 ms，在達到穩態時還出現了小幅振蕩.圖11（b）模擬跟蹤的過渡過程時間約為80 ms，約為傳統逐點逼近法的25%，且逼近過程振蕩很小，超調小于4%，穩態誤差小于1%.
4 結論
本文提出的模擬算法實時采集模擬器負載電流和電壓，依據負載電壓值計算光伏陣列特性對應的電流，與實際負載電流比較，差值電流生成控制模擬器BUCK開關的控制信號，使模擬器輸出工作點逼近光伏陣列特性的對應工作點，實現光伏陣列輸出特性的模擬.采用TMS320F2812 DSP和IGBT BUCK研究與設計了一套光伏模擬器樣機，并給出了模擬算法流程圖.Simulink仿真和實驗結果驗證了模擬器能夠實現不同光照和環境溫度下的光伏特性曲線完整模擬，具有動態響應速度塊、模擬精度高和工作點振蕩小的特點，可以在光伏發電系統研究中代替實際的光伏陣列裝置.
參考文獻
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buck電路范文2
關鍵詞：BDC；非隔離型雙向Buck-Boost變換器
引言
DC/DC變換器是一種轉變輸入電壓后有效輸出固定電壓的電壓轉換器。DC/DC功率變換器的種類很多。它的輸入電路和輸出電路有兩種隔離方式為非隔離型和隔離型。非隔離型雙向DC/DC變換器電路主要有Buck/Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic/Zeta這四種結構；隔離型雙向DC/DC變換器有單端正激式、單端反激式、雙端半橋、雙端全橋等四種形式。從基本的Buck-Boost型變換器電路拓撲可以演化、派生出一系列用于不同電能變換的電路結構和拓撲，對于電力電子拓撲的研究具有參考價值。
1非隔離型雙向Buck-Boost變換器的主電路分析
1.1 主電路的拓撲結構
非隔離型雙向Buck-Boost變換器由Buck變換器衍化而來的一種拓撲結構，雙向DC/DC變換器拓撲電路即在晶體管Q上反并聯二極管D，在二極管D上反并聯晶體管Q。兩個開關管處于互補互通的狀態，當能量從V1流向V2，Q1工作，Q2不工作，V1為電源端，則該變換器為Buck變換器；當能量從V2流向V1，Q2工作，Q1不工作，V2為電源端，則該變換器為Boost變換器。若為第三種情況，即兩側都有電源時，此時能量流動方式的判斷方式是比較兩電源電壓大小以及占空比大小。為了避免兩個開關管同時導通，應準確計算電感L的大小，由此得出相應的死區時間，實現開關管的零電壓開通，并避免了二極管的反向恢復問題。非隔離型雙向Buck-Boost變換器模型如圖1所示。
圖1 非隔離型雙向Buck-Boost主電路拓撲模型
1.2 主電路開關管的選擇及其參數設計
功率開關管在控制信號處于高電平時，開關管導通，同時流過大電流并具有很小的壓降；當控制信號處于低電平時，開關管截止關斷，同時承受大電壓，而且幾乎不通過電流。
功率晶體管分為兩大類：雙極型功率晶體管（電流控制型）和場控晶體管（電壓控制型），場控器件分為：MOS場效應晶體管（MOSFET）、絕緣柵晶體管（IGBT）和MOS控制晶閘管（MCT）。
本文采用 MOSFET 作為開關管，MOSFET是一種單極型晶體管，利用電場效應來控制漏極電流的大小的半導體器件。當柵源極之間的電壓VGS小于開啟電壓VTN時，不論電壓極性如何，兩個PN結中始終有一個是反向偏置的，漏極電流幾乎為零，此時MOSFET 不導通；當柵源極之間的電壓VGS大于開啟電壓VTN時，漏源極之間形成溝道，由于溝道的電阻小，故在漏源正電壓VGS作用下，半導體表明產生電場，電子從源極流向漏極，即為MOSFET的正向導電特性。
1.3 雙向Buck-Boost變換器的電壓紋波計算處理
在對雙向Buck-Boost進行實驗時，其輸出紋波遠遠大于理論計算值。由于開關器件導通瞬間受寄生參數影響產生的電壓振蕩、輸出濾波電容等效串聯電阻產生的差模干擾導致了電壓紋波過大，因此必須對雙向Buck-Boost變換器的紋波處理來抑制。
對于電壓振蕩可采取并聯電壓緩沖電路、串聯電流緩_電路等抑制措施。
1）并聯電壓緩沖電路
電壓振蕩發生的主要原因是線路及器件的寄生電感產生的尖峰，一般采用并聯RC吸收電路來有效抑制電壓振蕩現象，吸收寄生電感產生的電壓尖峰。對于并聯RC吸收電路參數選取應考慮吸收電容C每個周期存儲的能量在R上消耗，電容C的取值要適中，過大增加了電路損耗，過小會影響到吸收效果；在R的選取上，為確保C上電荷在Q1斷開時間Toff內基本完成放電，應保證，此外R依據阻尼振蕩的原理選擇在 LC
附近，以此達到最好的效果。
2） 串聯電流緩沖電路
二極管的反向電流是電壓振蕩的另一個原因，抑制二極管的反向電流可利用串聯飽和電感，如圖2所示。
抑制電路運行在Buck方式下，電路原理圖串聯的飽和電感LS即為抑制串聯飽和電流的。當Q1斷開時，電感LS流過電流Ioff而處于飽和狀態，不起作用。Q1導通瞬間，D2突然加上一個反向電壓，A2B2支路正向電流急劇下降，并有產生瞬間反向電流的趨勢，電感LS此時退飽和轉而呈現大感性，由于大電感可有抑制電流突變，因此二極管反向恢復電流得到抑制。本文實驗中選用的飽和電感為鐵氧體磁芯。
2 結束語
DC/DC變換器的發展正趨于高頻率、高功率密度、小尺寸、反應迅速、高可靠性以及多元化的方向發展，已經廣泛應用于遠程及數據通訊、辦公自動化設備、計算機、軍事、航天、工業儀器儀表等領域，涉及國民經濟的各行各業。
因此本文選擇了DC/DC功率變換器中的非隔離型雙向Buck-Boost變換器進行重點研究，系統總體原理的可行性，具有很好的線性調整能力和負載調整能力，具有較高的系統轉換效率。
參考文獻：
[1] 胡黎強. 開關電源變換器的研究及其DC/DC變換芯片的實現[D]. 上海： 上海交通大學， 2003.
buck電路范文3
教學過程中可以首先明確Buck、Boost和Buck-Boost變換器是三種最基本的DC/DC變換器，是其它變換器的原始結構.一般情況下，多數教材首先安排了非隔離型Buck-Boost變換器的教學內容，由于常規Buck-Boost變換器僅僅通過電感向輸出端傳送能量，與基本Buck或Boost變換器的工作原理非常相似，其工作模式（CCM或DCM）的判斷和理解都比較容易.所以本節講解時可以首先給出非隔離型Buck-Boost變換器向隔離型Buck-Boost變換器演變的過程，同時講解為什么能夠這樣演變，演變后的電路結構具有哪些新的特點？然后再進行原理分析，就顯得更為順暢，理解的跨度相對較小，對剛接觸功率變換器的學生來講更容易接受.
1隔離型Buck-Boost變換器的由來
常規的非隔離型Buck-Boost變換器的拓撲結構通過開關的開通和關斷在電感的兩端產生脈沖電壓，這個脈沖電壓在不同的時間間隔，擔負著不同的功能.當開關管開通時電感儲能，輸出電容向負載提供能量；當開關關斷時，電感向負載端釋放能量，為電感磁復位，如果將該電感分解為同一磁芯的耦合電感，即可用變壓器器件代替該獨立電感.接著引出如何能夠實現與電感一樣的流通路徑和效果？如果在變壓器同一時刻傳輸能量，則可稱為Forward變換器,該變壓器就是通常意義上只有傳輸功能的兩端口器件；如果在不同時刻傳輸能量，則可構造出隔離型Buck-Boost變換器，也稱為Flyback變換器，此時的變壓器應具有儲存能量的作用。
2具有儲能作用的變壓器模型分析
如果不考慮漏磁通,普通變壓器的原理結構圖和磁路模型,原副邊繞組產生的磁動勢。
二CCM模式下變換器的工作原理分析以
（a）所示的反激變壓器等效電路對（d）所示隔離型Buck-Boost變換器進行講解.當主開關管導通時，能量會儲存在磁芯中；當其變為關斷狀態時，能量會轉移到輸出端，若能量沒有完全轉移，即在開關管再次導通時還有能量儲存在變壓器中（表現為磁通不為零），就稱變換器工作在連續模式（CCM）或不完全能量轉移模式.反之，如果在變壓器的原理結構圖和磁路模型開關管再次導通時已經沒有能量儲存在變壓器中（表現為磁通為零），就稱變換器工作在斷續模式（DCM）或完全能量轉移模式.是變換器工作在CCM模式下的等效電路.
三互動環節設計
為了發揮學生的主體作用，關于變換器的完全能量轉移模式，留給同學們獨立分析.以5至6位同學為一組將班級分成若干組別，要求每一組結合仿真軟件進行參數設計和仿真實驗，然后在教師的引導下進行討論，對比非隔離型變換器的工作模式，比較它們的異同點，再利用電力電子教材中常用的伏秒平衡原理推導輸入與輸出電壓之間的關系，以增強學生在課堂中的參與程度，調動其積極性.
四結論
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關鍵詞： 模糊PID控制； 雙閉環； DC/DC變換器； 電壓調節模塊
中圖分類號： TN919?34； TM46 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）06?0143?04
0 引 言
電壓調節模塊（Voltage Regulator Module，VRM）具有低壓大電流輸出、快速負載變化響應、高輸出穩定度等特點，主要應用于CPU等對供電電源有特殊要求的集成電路芯片的供電。然而隨著集成電路技術的迅速發展，晶體管體積迅速減小、單芯片晶體管數迅速增加。這樣的半導體制造技術發展趨勢已經使得集成電路芯片的供電電壓越來越低，負載電流越來越大，負載變化速度越來越快、幅度越來越大。集成電路芯片這樣的越來越嚴酷的供電要求需要VRM的性能有新的提升。同時性能的提升需要傳統控制方法有新的發展和變化。文獻[1]介紹了許多已有的優秀控制方法。
傳統的模擬控制器自Unitrode公司推出UC1842系列以來便通常采用雙閉環控制方法。在這種控制器中需要一定的三角波信號作為峰值電流控制模式，或V2控制模式的控制內環輸入信號。故在這樣的控制律下一般采用輸出濾波電感的電流紋波或輸出濾波電容的電壓紋波作為控制器內環反饋信號。但采用輸出濾波電感的電流紋波信號作為控制器輸入使控制器無法直接獲得負載電流信號。所以該方法在采樣環節存在固有的響應延遲問題。而采用輸出濾波電容的電壓紋波信號作為控制器反饋輸入信號雖然可加快負載變化的反饋速度。但隨著集成電路供電電壓的不斷降低，其對電源輸出電壓的紋波要求不斷提高，輸出電壓紋波必須越來越小。從而輸出濾波電容的電壓紋波作為控制器的反饋信號必然越來越微弱，信噪比越來越低，越來越容易受到外部干擾。所以傳統的雙閉環控制律存在一定的缺陷，同時這一缺陷已經越來越無法適應集成電路工業對供電需求的發展。開關電源是一種非常典型的非線性系統，無法建立精確的模型。于此同時模糊PID雙閉環控制器，圖1作為一種優秀的線性與非線性控制相結合的控制方法具有魯棒性強，不需要對控制對象準確建模等優點得到了廣泛的應用[2～5]。
本文基于Buck變換器提出了一種采用輸出電壓、輸出電流進行雙閉環控制的模糊PID（F?PID）控制方法。并通過Matlab/Simulink和Cadence PSpice聯合仿真驗證了該新型控制方法具有很好的穩定和瞬態響應性能。
1 雙閉環F?PID控制器的設計與實現
本文提出的控制方法直接以負載電流作為反饋量直接控制控制器的占空比輸出值，從而避免了傳統控制器由于電流采樣點位置而造成的問題。
Matlab作為領先的控制算法設計仿真工具，特別是其中包含有模糊控制工具箱（Fuzzy Logic Toolbox）和Simulink設計仿真工具。所以本文中采用Matlab作為控制系統的控制器部分的設計仿真工具。
本控制器的SimuLink框圖如圖2。其中輸出電壓標定后作為外環的反饋量以穩定輸出電壓，輸出電流標定后作為內環的反饋量以加快負載變化響應。外環電壓控制器即AVR采用F?PID控制器而內環電流控制器ACR采用傳統的PID控制器以達到控制器復雜度和性能的折中。ACR的輸出經過PWM調制后作為Buck變換器MOSFET的驅動信號。
本控制器為了滿足VRM對于輸出電壓精確度的高要求，遂讓F?PID控制器工作電壓區間較小以提高輸出電壓精確度。AVR采用F?PID和傳統PID的雙控制器相互切換的結構，如圖3所示。其中傳統PID控制器在輸出電壓誤差非常大時進行控制，F?PID控制器在輸出電壓誤差在一定限度內時進行控制。F?PID控制器中的模糊控制器采用典型的兩輸入三輸出設計，如圖4所示。輸入量分別為電壓誤差E和電壓誤差變化率EC。輸出量分別為傳統PID控制器的KP，KI，KD的調整系數KKP，KKI，KKD。這樣可以使模糊控制器自適應PID參數的設定值，而不用一同調節其中參數。由于直接由變換器輸出電壓進行微分得到的直接誤差變化率極易受外部干擾出現很大的尖峰且直接誤差變化率變化范圍非常大達到正負1e13以上。所以本課題沒有采用微分得到的直接誤差變化率作為模糊控制器EC輸入信號，而是對其采取了取常用對數并保持原來正負的方法重新標定，如圖5所示。在微分前加入低通濾波器以及在微分后加入一階采樣保持器的方法濾除過大尖峰的辦法弱化并消除干擾的影響。
模糊控制器采用Mamdani型。輸入輸出變量的隸屬度函數均為線性，模糊子集為{NB，NM，NS，ZE，PS，PM，PB}，子集中的元素分別代表負大，負中，負小，零，正小，正中，正大。輸入量的論域為[-3，3]，輸出量的論域為[0，6]。模糊控制的規則表如圖6所示。
ACR采用常規PID控制器以快速響應輸出電流的變化，如圖7所示。PWM調制時通過調整鋸齒波的大小變化范圍設置穩態時的輸出占空比以加快穩定。
2 Buck變換器與控制器的聯合仿真
Cadence/Pspice是最常用的功率電路仿真環境之一，且其提供了極為便利的和Matlab進行聯合仿真的接口，即Matlab/Simulink中的SLPS模塊。所以本控制系統中Buck變換的設計和仿真在Pspice環境下進行。仿真以14～22 V直流輸入3.3 V/（0～10 A）直流輸出為Buck變換器輸入輸出指標，其中Lo=30 μH，Co=220 μF，如圖8，圖9所示。
3 仿真結果
本試驗分別在電阻、電流負載滿載啟動并半載到滿載階躍變化以及在各種負載類型下輸入電壓從額定最低值階躍跳變到最大值的情況下進行了測試以檢驗控制器的性能，如圖10所示。
由雙閉環模糊PID控制器控制的Buck變換器在正常運行中任何的負載端或輸入端的變化對輸出電壓的影響均極為有限。其中當輸入端由額定最低輸入電壓躍變至額定最高輸入電壓，即變化57%時，Buck變換器3.3 V輸出電壓有1%左右的變化；當負載電流進行半載和滿載之間的階躍變化時3.3 V輸出電壓有
4 結 論
本文提出了一種應用于Buck型VRM的控制方法，分析了其靜態、動態特性，并給出了一種結構方案。本文中仿真研究了雙閉環模糊PID控制器的靜態和動態特性，在多種條件下的仿真結果表明雙閉環模糊PID控制器具有較快的負載變化響應速度和較小的輸出電壓下陷，以及良好的魯棒性。
圖10 仿真波形
參考文獻
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buck電路范文5
關鍵詞：DC-DC；同步整流；BUCK結構；續流；均流技術
1 系統方案整體結構
該系統方案主要由兩個BUCK變換器構成的DC-DC降壓式電路、主控電路、采樣電路、驅動電路以及PWM模塊組成。主控芯片通過采樣得到的電壓電流參數來控制輸出PWM波的占空比，進而控制開關管的開關頻率，閉環控制電流電壓，使其穩定輸出。提高了供電的效率和穩定性。系統方案框圖如圖1所示。
2 各模塊的設計與實現
2.1 DC-DC模塊
系統方案的DC-DC模塊采用是兩個相同的BUCK拓撲結構，并且使電感始終工作在電流連續狀態，否則閉環穩壓時易振蕩。另外，為了降低電路損耗，本系統方案選用導通電阻較低的開關管IRF3205（額定電流110A，耐壓達55V，導通電阻小于8毫歐）。
對于BUCK電路濾波電感L1的計算如下：
為使輸出電流連續且穩定，本設計選擇L1=800uh。為了避免電感飽和，且更好地實現電感的儲能功能，本設計選用外徑為4.8cm的鐵粉磁環繞制電感。由于電流可高達2-3A，為了降低電感線圈的發熱損耗，選用2股直徑為0.64mm的漆包線繞制。
2.2 MOS管驅動電路設計
如圖3所示，MOS管驅動電路選用具有波形互補的可編程芯片IR2104，PWM波從2腳輸入，HO和LO輸出兩路反相的PWM分 別控制兩個MOS管的開斷。
D5和C1/C2為自舉二極管和自舉電容，兩者串聯起到電流配合的作用實現電壓自舉，抬高VS的電位，使輸出的PWM更穩定，同時二極管起到防止電流倒灌的作用。
2.3 電流采樣電路
如圖4所示，該部分選擇高邊電流采樣的方案，高邊電流采樣要求放大器必須具備大動態輸入范圍以及高共模抑制比，所以采用TI公司專用高邊電流采樣芯片INA282；采樣電阻選擇耐高溫，溫度系數小，精度可控的康銅絲電阻。
INA282的增益為50，采樣電阻阻值為RS，反饋電壓為：
VIFB=50×RS×I0
考慮到單片機ADC的采樣范圍為0～2.5V，對應0～2.5A，根據公式可知RS=10毫歐。
2.4 過流保護電路
過流保護是由電流采樣電阻、運算放大電路及保護電路組成。主要是通過運算放大電路采取采樣電阻兩端的電壓，從而可以間接知道電阻兩端的電流，利用LM358比較器，設定電路的閾值當電路中的電流值超過了指定的閾值時，此時整個電路的供電就斷開了，從而起到了保護作用。
3 均流技術-PID算法
采樣DC/DC模塊1的輸出電流I1，反饋控制DC/DC模塊1的開關PWM波，使DC/DC模塊1輸出電流I1維持一固定值；采樣負載兩端電壓V0，反饋控制DC/DC模塊2的開關PWM波，是負載兩端電壓為定值V0。在負載電阻一定時，由于負載電壓穩定，輸出總電流I一定，又因DC/DC模塊1的輸出電流I1穩定，故可以確定DC/DC模塊2的輸出電流I2。從而可以實現均流的目的。
4 結束語
文章提出了一種DC-DC開關電源模塊并聯供電系統的技術方案，該設計方案采用多模塊并聯操作可以很好的解決市場上單一集中式電源；從實際的測試數據中，電路的供電效率達到了97.21%；電流的分配效果非常精準，可以很好的利用在開關電源的行業，電路結構簡單，利用率高，具有很好的推廣前景。
參考文獻
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buck電路范文6
[關鍵詞]光伏發電;追蹤光源;穩壓電路;教學裝備
中圖分類號：TK513.4 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2016）22-0142-02
隨著越來越多的高校開展光伏發電電源教學的綜合性實驗，可追蹤太陽能光伏發電教學裝置也得到了更多的重視。它作為一個新穎的典型的教學載體，可以幫助教師開發設計教學項目，涵蓋電氣專業多門專業課程的內容，如電力電子穩壓電路設計、傳感器原理及應用、控制電路設計、電機拖動以及光能轉換等。依托該教學設備，學生可以在實踐動手的過程中，既可以綜合所學的知識技能，提高自身的核心職業能力，又普及了太陽能發電的科普知識，有利于接觸新事物、新科技，廣開眼界，拓寬對未來就業的思路。
1.基本原理
該裝置是通過光伏板將太陽能轉換為電能，再經穩壓裝置處理，直接可向手機充電。為使教學方案簡單易懂，故而選取太陽能的跟蹤裝置采取單軸式自動跟蹤裝置，而且它采用的單軸試自動跟蹤裝置能夠使光伏板獲取當前時刻最多的太陽能以及足夠的功率來給手機充電。自動跟蹤裝置的主要工作原理是利用因太陽光照射的不均勻使兩個光敏電阻的阻值變化不同，導致產生的電壓差來控制步進電機的轉動，直到尋找到電壓差為零的位置后控制電機停止轉動。但是由于太陽能光伏發電的輸出電壓不穩定，因此需要增加穩壓裝置，以此來輸出穩定的電壓向手機充電。穩壓裝置中的穩壓電路是利用Buck-Boost電路來實現的，并在其后加了指示燈來確定輸出電壓為5V，以及USB接口直接向手機充電。
2.方案設計
2.1 追蹤光源部分設計：
為使教學方案簡單易懂，故而太陽能跟蹤裝置采取單軸式結構[1]，大體包含五部分，從下至上依次為步進電機、支架、光伏板陣列、信號采集與比較電路，除此之外還有從光伏板引出的USB接口。示意圖如圖1。
（1）信號采集與比較：采用光敏電阻傳感器將光信號轉換為電信號，通過模擬比較電路為電機的轉動尋找正確方向。
（2）光伏陣列[2]：目前太陽能電池板主要分為單晶硅、多晶硅和非晶硅三類。其中單晶硅太陽能電池板的光電轉換效率為15%～20%，使用壽命一般可達15年，最高可達25年。多晶硅電池板的轉化率約為12%，非晶硅約為10%。因此，在能量轉換效率和使用壽命等綜合性能方面，單晶硅優于多晶硅和非晶硅，故本裝置選用單晶硅電池板，并采用兩塊相同的太陽能板并聯以獲取較大的工作電流。
（3）支架：用于支撐光伏板，使其與光照成一近似垂直的角度，以此保證任意位置在縱方向上獲得較大的光照。
（4）直流電機：由于室外的光照不是一成不變的，為了確保跟蹤精度，應該保證太陽能跟蹤過程中光伏板盡量與照射光線保持垂直狀態，因此選擇一款靈敏的電機顯得十分重要，但是為了使本裝置更加適應于教學使用，我們選用一款簡單的直流電機。
對于光伏發電系統而言，室外環境如太陽輻照度經常隨時間發生變化，導致了光伏陣列不能持續工作于最大輸出功率點處，降低了光電轉換效率，浪費了大部分光能。因此通過最大功率點跟蹤（MPPT）技術使光伏電池的輸出功率保持在最大狀態，是提高系統光電轉換效率的一個重要途徑。通過調研本文選取實際大型光伏系統使用的較為普遍的三種跟蹤方法[3，4]進行簡要的對比，可得下表1：
由于本文中設計的裝置較小且為教學裝置，上述方法均不適用于小型教學裝置，因此我們將采用最簡單的模擬電路來實現跟蹤功能[5]。通過在光伏板上左右兩側設置光敏電阻來采集光能，使其產生電壓差值驅動電機轉動，直至電壓差為零，即獲得最大光照的位置。本方案雖然靈敏度低且精度較差，卻有電路簡單、成本低廉的優點，適用于本實驗教學裝置的制作和使用。
2.2穩壓電路設計
將Buck變換器與Boost變換器進行級聯，如圖2所示。Buck變換器的電壓傳輸比，Boost變換器的電壓傳輸比，則級聯后的變換器電壓傳輸比為.若將L1、L2及C1組成的三階低通濾波網絡用一個簡單的電感L代替，并不影響變換器穩態輸出。若進一步將兩組開關簡化為一組開關，則可得到通常所述的輸出電壓反極性的Buck-Boost變換器。
圖3為常規Buck-Boost變換器的基本電路拓撲，圖4為其等效電路。根據電感電流是否連續，Buck-Boost變換器可分為連續導電模式和不連續導電模式。連續導電模式下的Buck-Boost變換器輸入輸出電壓傳輸比M=V/Vg=D/（1-D），分子D為Buck變換器的電壓傳輸比，分母（1-D）為Boost變換器的電壓傳輸比，且輸出電壓的極性與輸入電壓相反，其工作條件為或。
在以上分析的基礎上，本文選用DC/DC轉換器TD1410作為電路核心，TD1410是一個380KHz固定頻率單步開關模式穩壓器，其內部含有電力MOS管。該芯片在較寬輸入范圍時可實現2A連續電流輸出，并有優良線性調節能力。PWM控制電路可以調整占空比從0至100%。使能功能、過流保護和短路電流保護功能被設計到芯片內部。其電壓輸入Vin為0到20V，對于小型光伏板一般情況下的輸出電壓剛好適用。
實際穩壓電路模型如圖5所示。電路中Vin是來自光伏板的電壓輸出，一般光照條件下電壓輸出范圍是5.5～20V。一個合適的輸入旁路電容Cin可以減小電壓瞬變并提供調節器需要的轉換電流，為保證電容的耐壓高于電源的輸入電壓并達到預期效果，我們通過估算和仿真確定選用100uF，額定電壓35伏的瓷片電容;在輸出端接電容Cout可以消除電路高頻噪聲，改善負載的瞬態響應，這里選用220uF，額定電壓25V。電感L1可以減小輸出電壓波動，使輸出較穩定的直流電壓，并滿足連續導電模式下的工作條件[6]，即，這里本文選用15uH，2.5A。另外，為避免輸入端斷開時Co從穩壓器輸出端向穩壓器放電從而造成器件損壞，我們在轉換輸出端SW和地線GND之間接肖特基二極管SK33.反饋輸入端FB通過外部電阻分壓網絡檢測輸出端電壓并進行調節，反饋電壓閾值是1.235V。通過電阻R1和R2分壓，可得到輸出電壓Vout=（1+R1/R2）*1.235V，為輸出5V直流電壓，選用R1為6.2K歐姆，R2為2K歐姆。
3.電路仿真及實驗測試
穩壓電路是本裝置最重要的部分，根據光伏裝置輸出電壓不穩定的情況，設計一個穩壓電路。在以Buck--Boost電路為主體的基礎上，添加了閉環控制的控制系統以使電壓穩到目標電壓。根據電路設計原理，確立各項參數的變化范圍，最終通過PSIM仿真選擇一組最精確的參數。圖6為仿真電路，圖7為輸出電壓（VP1）與輸入電壓（VP3）。由仿真結果可以看出，穩壓效果良好，輸出基本符合精確度要求。
在經過仿真后對穩壓電路進行焊接并測試，實驗結果表明穩壓效果良好。電路板如圖7，實驗結果如圖8。
4.結束語
本文所設計的光伏跟蹤及穩壓裝置以電氣專業的基本課程為依托，光源追蹤效果與穩壓效果良好，基本達到了實用性及教學要求，并且在設計制作過程中鍛煉了學生對課程基本原理的應用能力，該裝置也可用于日后教學及學生實驗。
參考文獻：
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