前言：中文期刊網精心挑選了逆變電源范文供你參考和學習，希望我們的參考范文能激發你的文章創作靈感，歡迎閱讀。
逆變電源范文1
關鍵詞：地鐵車輛；輔助電源；節能
輔助電源系統是車輛牽引控制系統的重要組成部分。SIV為車輛客室空調機組及通風裝置、空壓機、電加熱器、交流照明等交流負載提供三相與單相交流電源；充電機為車載各系統控制電路、直流照明、電動車門及車載信號與通信設備提供直流電源并給蓄電池組充電。輔助電源系統工作的安全性、可靠性對車輛正常運營具有重要影響。在車輛設計的前期就需要對系統的構成、容量范圍、功能與性能要求等進行計算、分析和對比，選擇合適的系統及設備、合適的參數來構成最優的輔助供電系統，滿足車輛運營要求、降低系統的全壽命周期成本。
1、直接逆變方式
直接逆變輔助電源電路結構原理是地鐵車輛輔助逆變電源最簡單的基本電路結構形式。開關元器件通?？刹捎么蠊β蔊TO，IGBT或IPM。輔助逆變電源采用直接從第三供電軌受流方式，逆變器按V/f等于常數的控制方式，輸出三相脈寬調制電壓向負載供電。這種電路的特點是電路結構簡單、元器件使用數量少、控制方便，但缺點是逆變器電源輸出電壓容易受電網輸入電壓的波動影響，輸入與輸出不隔離，輸出的電壓品質因數差、諧波含量大、負載使用效率低。
2、斬波降壓逆變方式
斬波降壓加逆變方式的輔助電源電路結構主要由單管DC/DC斬波器、二點式逆變器、三相濾波器、隔離變壓器和整流電路組成。逆變器輸出經過三相濾波后，輸出穩定的正弦三相交流電壓，作為驅動空調機、風機等三相交流負載電源，同時三相交流電壓經變壓器和整流后，可實現電源的多路直流輸出。其特點如下。三相逆變器輸出電壓不受輸入電網電壓波動的影響，DC/DC斬波的閉環控制可以保持逆變器輸入電壓的恒定。每臺輔助逆變電源斬波器只需一只大功率高壓IGBT元件，逆變器可以采用較低電壓的IGPT元件。由于逆變器輸入電壓恒定，對于只要求#+#，控制的逆變器來說，只需要一定數量的梯波輸出，即可保證逆變器輸出穩定的脈寬調制電壓，諧波含量小于5%。斬波器分散布置在每臺車的電源上，機組結構統一。對于供電網，雖然每臺電源斬波的開關頻率相同，但它們之間的斬波相位差是隨機的，同樣可實現斬波器多相多重斬波作用。隔離變壓器的使用實現了電網輸入與輸出負載之間的電氣隔離。（圖一）
3、兩重斬波降壓逆變方式
與單管直接DC/DC斬波降壓逆變方式的輔助電源電路基本相同，兩重斬波器替代了DC/DC單管斬波器，開關元器件可采用GTO或IGBT。其特點是采用兩重斬波器，當上、下兩個斬波器控制相位互相錯開180°時，可以使斬波器的開關頻率相應提高一倍，因而可大大減小濾波裝置的體積和重量，降低逆變器中間直流環節電壓的脈動量，提高輔助逆變電源的抗干擾能力。兩重斬波器閉環控制起到了穩壓和變壓作用，因此可提高逆變器的輸出效率。兩重DC/DC斬波器與單管斬波器相比，開關元器件和斬波器的附件多了一倍，但管子的耐壓可降低一半，提高了元件的使用裕度和設備的安全可靠性。直流供電網與負載之間的變壓器隔離以及相應設計的濾波器，可以保證逆變器輸出的三相交流電壓諧波最小，且可降低對負載過充電壓的影響，提高負載的使用壽命。
4、升降壓斬波逆變方式
升降壓斬波加逆變的地鐵輔助電源的前級斬波是由一個平波電抗器及兩個開關管、二極管和儲能電抗器構成，升降壓斬波器本質上相當于兩相DC/DC直流變換器，控制系統采用PWM控制方式。兩個開關管交替通斷，按輸出電壓適當地控制脈沖寬度，可以獲得與輸入電壓相反的恒定直流輸出電壓。后級逆變輸出由兩點式三相逆變器和三相濾波器組成。斬波器和逆變器開關元器件可采用GTO或IGBT，IPM等。此電路的特點是：電網電壓的波動不影響斬波器輸出電壓的恒定穩定，當電網電壓高于斬波器輸出電壓時，斬波器按降壓斬波控制方式工作；當電網電壓低于斬波器輸出電壓時，斬波器按升壓斬波控制方式工作。兩個開關管的交替導通和關斷，提高了斬波開關頻率，降低了儲能電抗器體積和容量以及開關器件的電壓應力，減小了輸出電壓的脈動量。
綜上所述，采用靜止輔助逆變電源代替傳統的直流發電機組供電裝置，已是地鐵與輕軌城市軌道交通發展的必然趨勢。靜止輔助逆變電源方案的選擇，應結合國內電力電子技術的發展、元器件的使用水平以及國外地鐵電動車組輔助逆變電源的發展方向，研制和開發出適合我國城市軌道交通地鐵和輕軌車輛的輔助逆變供電系統。地鐵靜止輔助逆變電源的研制成功標志著我們已具備了開發和生產國產化地鐵輔助電源的能力。
參考文獻：
逆變電源范文2
關鍵詞：計算機仿真技術 級聯 全橋逆變器 Saber軟件
中圖分類號：TM912 文獻標識碼：A 文章編號：1672-3791（2016）09（b）-0001-03
Abstract： The paper based on Saber simulation technology， by means of principle analysis， computer simulation and prototype experiment， a high-efficiency， high-power density， Low harmonic component cascaded inverter. Computer simulation technology play an important role in schemes selection， parameters design， loop design， stability analysis and other links， reduces the development period and the cost considerably. The prototype has high system stability and Reliability. A conclusion has been drawn that computer simulation technology was not only beneficial to theoretical study and teaching， but also has important significance in engineering practices.
Key Words： Computer simulation technology； Cascaded； Full-bridge inverter； Saber simulation software
S著計算機技術的飛速發展，計算機仿真技術在電力電子技術的研發中占有日益重要的地位。利用仿真軟件，研發周期和成本大大縮減，仿真具有相當的精確性，在實際調試階段仿真結果具有可觀的可參考性。計算機仿真技術在國內的部分大型企業、高校、研究所已經引起了重視，然而中小企業的研發往往忽略仿真步驟，依靠經驗來嘗試并確定器件參數。目前主流仿真軟件主要有以下幾種，PSPIC較適合小功率場合，然而它在磁性元件的仿真上不盡如人意，運算速度較慢；MATLAB兼容度很高，運行速度較快，控制系統運用較多，但MATLAB中的器件多為理想模型，精確性較差，仿真結果與實際有較大不同；Saber器件庫中包含大量主流實際器件型號，并且根據用戶要求可建立特殊的器件仿真模型，進行系統級的混合信號仿真，運算速度快，精確度高，仿真結果與實際情況接近。該文選擇Saber軟件對級聯式全橋逆變電源的LC濾波器設計進行仿真分析。
1 相移載波SPWM級聯式全橋逆變器的工作原理
兩級級聯式全橋逆變電源的功率電路由兩個單相全橋逆變器串聯組成，如圖1所示，它具有兩個相互獨立的直流輸入電壓E1、E2，橋臂輸出電壓UAB經過LC低通濾波器后輸出電壓為正弦交流電。級聯式全橋逆變器的控制電路中，包含電壓電流雙閉環控制，各個H橋都采用單極性倍頻SPWM控制，H橋之間采用相移載波SPWM控制方式，開關管控制規律如表1所示。
2 SABER仿真
在對系統進行仿真之前，首先要利用Saber Sketch建立正確的仿真模型，在Parts Gallery中根據分類尋找需要的器件，正確連接各器件，最后在Porperty Ediotr對話框中定義各個器件的參數。搭建仿真模型完成后，要對仿真模型進行直流分析（DC Analysis），找出電路的DC工作點，之后可進行瞬態分析（Transient Analysis）、小信號頻響分析（Small-Signal Frequency Analysis）等。仿真結果波形用Saber Scope查看，且可對波形進行計算和測量。
2.1 仿真系統的構成
仿真模型遵循實際電路的結構，由功率電路及控制電路組成，仿真模型的功率電路如圖2所示。
2.2 仿真結果及分析
仿真參數：輸入電壓E1=E2=90 VDC，開關頻率f=20 kHz，基波頻率f0=400 Hz，輸出濾波電容為6.8μF，電感為60μH，圖3為仿真波形。
3 實驗結果
原理樣機的參數與仿真一致，兩級級聯式逆變器工作在額定電壓、額定功率下的實驗波形。圖4為原理樣機的實驗波形。（1）總橋臂輸出電壓UAB；（2）電感電流；（3）驅動波形；（4）濾波后的輸出電壓。
表2給出了樣機在滿載工況下的實驗數據?；谟嬎銠C仿真技術輔助設計開發的該級聯式逆變電源具有較好的外特性，具有高效率，且重量僅800 g，具有高功率密度，THD=0.7%。
4 結語
在該文所提及的兩級級聯式樣機研發過程中，計算機仿真技術起到至關重要的作用，在前期選擇方案時，運用計算機仿真技術大大提高了效率和正確率；在中期設計各器件參數時，計算機仿真結果具有重要的參考價值?；诶碚摲治鲇嬎闩c計算機仿真技術，在實際調試過程中做了有限的修改就得到了理想的效果。通過計算機仿真與實驗調試的合理結合，研發了一款具有高效率、高功率密度的級聯式逆變電源，計算機仿真技術不僅適用于理論研究和教學，在工程實踐中也具有非凡的意義。
參考文獻
[1] 王雪鈺，陳軼涵，鄧翔，等.高功率密度1 kVA航空靜止變流器[J].南京航空航天大學學報，2014，46（1）：137-143.
[2] Rodriugez J， Lai Jih-Sheng，Peng Fangzheng. Multilevel Inverters：a Survey of Topologies， Controls， and Application[J].IEEE Trans.On Industrial Electronics， 2002，49（4）：724-736.
[3] 王兆安，劉進軍.電力電子技術[M].5版.北京：機械工業出版社，2009.
逆變電源范文3
【關鍵詞】重復控制 模糊控制 變結構控制 逆變電源
【中圖分類號】TM464 【文獻標識碼】A 【文章編號】1674-4810（2013）10-0178-01
一 引言
逆變電源如何抑制諧波是一個重要問題。模糊控制能提高系統的動態性能，但對周期性擾動控制效果不佳；重復控制對周期性擾動控制效果良好?；谝陨咸攸c，為解決單一控制方案的缺陷，利用不同控制方案進行優勢互補，組成變結構復合控制方案。結果表明，該方案使系統具有較佳的動、靜態性能。
二 復合控制結構
為改善系統的性能，本文提出了基于模糊控制、重復控制的變結構方案，其結構見圖1。
本文所提出的變結構控制是根據誤差對系統的動、靜態性能進行變換控制。重點是先確定誤差變量值e0，再根據誤差e的值選擇不同的控制器：當e≥e0，偏差較大，應用響應速度快的模糊控制器；當e
三 仿真結果
為驗證重復控制、模糊控制變結構控制方案的優越性，在Simulink環境下進行仿真。非線性負載是產生諧波的主因，故本文以整流橋（非線性）負載為例進行研究。
以下分別為逆變器帶整流橋負載時的輸出電壓波形（注：圖中1表示給定電壓，圖中2表示輸出電壓，圖中3表示輸出電流）。
從圖中可看出，逆變電源帶整流橋負載，采用模糊控制，系統響應快，穩態誤差較大；采用重復控制時，穩態誤差小，但在第一個周期，電壓波較大；圖4為變結構控制，系統速度更快，穩態誤差更小。因此變結構復合控制更優。
四 結論
本文提出了變結構控制方案。誤差較大時采用模糊控制使系統具有較快的響應速度；誤差較小時采用重復控制提高系統的穩態精度。變結構控制對系統動、靜態性能進行切換，使系統具有兩種控制方案的優點，具有較高的控制性能。
參考文獻
逆變電源范文4
【關鍵詞】現場總線;逆變數字電源;MATLAB仿真
逆變電源的并聯運行，能夠有效實現功率合成，易于組成積木式、冗余化以及智能化的分布式大功率電源網絡系統，是現代電源的技術發展的主要方向。
一、逆變并聯技術概述
要實現逆變器的并聯，必須保證：①各逆變器的輸出電壓頻率、幅值、相位均保持一致;②各逆變器均分負載，即負載電流要在各逆變器間均分，否則承擔較大負荷的逆變器有可能超過額定功率而燒毀，或因長期功率不均分而造成各逆變器老化程度不一，從而大大縮短使用壽命，降低其可靠性。
以下通過兩臺逆變電源并聯為同一負載供電為例對逆變并聯技術進行分析。圖1為該逆變供電系統的等效電路。設電源U1的相位角為，電源U2的相位角為，負載ZL兩端電壓為U0∠0。
通過簡單電路分析可以得出：電源U1的輸出電流I1=，輸出無線功率Q1=。逆變系統電壓和輸出電壓間的相位差正常情況下都相對較小，一般可近視認為cos1，sin，則P1，Q1;同理，逆變電源U2輸出有功功率為P2，Q2。設X1=X2，則可以得出以下結論：在逆變電源系統中，逆變器間輸出相位差影響逆變電源的有功功率，導致系統中存在有功環流;逆變單元輸出電壓幅值差影響逆變電源的無功功率，導致系統中存在無功環流。
圖1 逆變供電系統的等效電路
二、現場CAN總線分析
CAN總線是一種多主總線，同軸電纜、雙絞線以及光導纖維都能做作為CAN總線的通信介質，最大波特率可達1MB/s。數據鏈路層功能和CAN協議物理層功能被集中在CAN總線通信接口中，能夠對位填充、循環冗余檢驗、數據塊編碼以及優先級判別等工作的數據進行成幀處理。CAN總線為了有效避免總線沖突，應用了非破壞性仲裁技術，即在兩個節點同時向網絡上傳送信息時，優先級低的節點主動停止數據發送，優先級高的節點能夠不受影響地進行傳輸數據。為保證CAN節點在出現嚴重錯誤的情況下不影響總線的其他操作，CAN總線具有自動關閉輸出的功能，在CAN節點出現嚴重錯誤的情況下自動切斷和總線的聯系，以保障總線其他操作的正常運行。
摒棄傳統的站地址編碼，并采用通信數據塊來進行編碼是CAN通信協議的最大特點。CAN總線采用通信數據塊進行編碼能夠在理論上是網絡類的接點個數不受到限制，采用11位或29位二進制數來組成數據塊的標識碼，該數據編碼方式能夠使不同節點同時接收相同數據，通常被廣泛應用在分布式系統中。為保障通信的實時性，CAN通信協議采用的最大為8字節的數據段來進行數據傳輸，以保證總線占用的時間。為了保證數據通信的可靠性，CAN通信協議的校驗采用的是CRC檢驗，并具備進行相應錯誤處理的功能。
三、基于DSP2407A的CAN總線設計
該CAN總線設計采用的DSP2407A是美國TI公司專為數字控制設計的高性能16位定點數字信號處理器，同時具備了DSP高速信號處理能力和控制的優化電路能力，廣泛應用于數字系統中。DSP2407A系統主要是由40MIPS的低電壓3.3V CPU、事件管理器模塊、片內存儲器以及片內集成外設組成。同時包含專用于電機控制的事件管理器模塊EVA和EVB，每個事件管理器模塊包括通用定時器（GP）、正交編碼脈沖電路、全比較單元以及捕獲單元。CAN控制器中的6個郵箱會自動完成總線上的數據收發，通過設置每個郵箱中的屏蔽寄存器可實現對總線數據的篩選以移除一些無意義數據。
（一）系統硬件結構設計
CAN總線設計在硬件結構設計方面采用的Mircrochip公司生產的MCP2251型CAN總線收發器，該總線收發器是一個可容錯的高速CAN器件，能夠作為CAN物理總線接口和CAN協議控制器接口，同時為CAN協議控制器提供差分收發能力，符合ISO-11898的相關標準;也能夠滿足24v電壓要求，工作速度可以達到1Mb/s;具有待機、高速以及斜率控制3種操作模式RS引腳選擇。本系統采用斜率控制模式，通過限制CANL和CANH的上升下降時間來減少EMI。圖2為CAN總線設計的硬件結構設計圖。為提高CAN總線各節點的抗干擾能力，實現CAN總線接點的電氣隔離，MCP2551與DSP 2407A的CAN控制器之間加一個光耦隔離6N137。
圖2 CAN總線硬件結構設計圖
（二）系統軟件結構設計
本逆變電源系統采用的是爭主的主從控制策略。所有從模塊的同步信號、電流瞬時幅值基準取自主模塊。同時主模塊是動態確立的，能夠更好地適應并聯冗余的相關要求，有效避免由于主模塊故障而導致整個系統工作癱瘓。各個模塊都要定期廣播一個“爭主”請求，若尚未確立主模塊或已經確立的主模塊故障，則最先發出“爭主”請求的模塊就可以成為新的主模塊。采用這種爭主的主從控制原則，能夠保證在某一主模板失效時，其他模塊競爭成為主模塊來代替原有的主模塊，有效保證不會由于一個主節點的癱瘓而導致整個逆變模塊通信的癱瘓。
對DSP2407A的CAN總線控制器的編程主要是利用郵箱進行數據的發送。DSP2407A的CAN總線控制器配置了6個郵箱，0號和1號用于接收，4號和5號用于發送，2號和3號可配置。將3號郵箱設置為非法送廣播郵箱，2號郵箱設置為接受為非廣播郵箱，4號郵箱設置為發送廣播郵箱，0號郵箱設置為接收廣播郵箱。該通信系統采用的是一個主節點和多個子節點的方式，4號郵箱會在一定的時間定期通過廣播的形式向總線發送爭主請求，來驗證主節點是否出現故障。0號郵箱能夠接收并區分著兩種信息，同時判斷自身地位，決定是否利用4號郵箱來進行爭主請求的發送。2號郵箱用于接收主接點的控制信息，同時通知3號郵箱發送相應的響應信息。該軟件系統信息發送流程如圖3所示。
圖3 軟件系統信息發送流程圖
四、Matlab仿真試驗
為保證上述方案的準確性和可行性，在Matlab 6.5軟件平臺進行了系統仿真實驗。相關仿真參數如下：輸入電壓DC 48V，單臺輸出電流14A（220Vac，3kVA），L=2.7mH，C=4.5μF，輸出頻率50Hz。逆變器控制采用電壓電流雙閉環控制，兩個逆變器并聯。采用變步長的ode23tb仿真算法，仿真時間為0.05s，采樣時間為0.002s。電流環采用比例控制器P，電壓環采用PI控制器。Matlab仿真實驗結果：并機時，兩臺逆變器輸出電流分別為6.8A和6.9A，具有良好的均流度。
五、結束語
現場總線控制技術能夠方便地構建分布式逆變電源局域控制網，推動了交流電源系統從傳統的集中式供電向分布式供電乃至智能電源系統供電模式發展，是實現系統智能化控制的有效方式。本文將現場CAN總線應用到并聯逆變電源系統中，有效解決了并聯逆變電源普遍存在的環流問題，提高了系統的穩定性和抗干擾性。
參考文獻
[1]吳建軍.FF現場總線電源阻抗匹配實現方法的研究[J].自動化與儀器儀表，2013（6）：15-16.
[2]陶銀，尤一鳴，湯文楊等.基于現場總線CAN的電源監測系統設計[J].儀器儀表用戶，2009，16（2）：37-39.
[3]解本銘，江訓忠.基于ADAMS和MATLAB的三自由度并聯打磨機構的運動學仿真[J].制造技術與機床，2010（8）：45-49.
[4]緱新科，牟英，汪昶江等.并聯混合型有源電力濾波器仿真分析[J].電力系統保護與控制，2009，37（17）：13-15.
[5]國海，李踴鹿.基于MATLAB的逆變器無線并聯的仿真設計[J].電源技術，2010，34（6）：602-604.
逆變電源范文5
關鍵詞： ATmega8； TL494； 逆變器； 正弦波
中圖分類號： TN710?34； TP271 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）08?0149?04
0 引 言
在風電行業中，經常需要在野外對風機進行維修，這時必須為各類維修工具和儀器進行供電。因此，設計一種便攜式、低功耗、智能化的正弦逆變電源來為這些設備供電是十分必要的，可大大提高維修風機的效率。本文正是基于這種情況下而設計的一種基于單片機的智能化正弦逆變電源。
1 正弦逆變電源的設計方案
本文所設計的逆變器是一種能夠將 DC 12 V直流電轉換成 220 V 正弦交流電壓，并可以提供給一般電器使用的便攜式電源轉換器。目前，低壓小功率逆變電源已經被廣泛應用于工業和民用領域。特別是在交通運輸、野外測控作業、機電工程修理等無法直接使用市電之處，低壓小功率逆變電源便成為必備的工具之一，它只需要具有一塊功率足夠的電池與它連接，便能產生一般電器所需要的交流電壓。由于低壓小功率逆變電源所處的工作環境，都是在荒郊野外或環境惡劣、干擾多的地方，所以對它的設計要求就相對很高，因此它必須具備體積小、重量輕、成本低、可靠性高、抗干擾強、電氣性能好等特點。
針對這些特點和要求，研究一種簡單實用的正弦波逆變電源，以低價實惠而又簡單的元器件組成電路來滿足實際要求，定會受到市場的普遍歡迎。當前，設計低功率逆變電源有多種方案，早期的設計方案是直接將直流電壓用關管進行控制，在50 Hz方波的作用下，產生220 V的方波逆變電壓。
但隨著用電設備對逆變電源性能的要求不斷的提高，方波逆變電源在多數場合已被淘汰，而正弦波逆變器的應用已成為必然趨勢?，F在，市場上低功率正弦波逆變電源的主要設計方案有3種。
1.1 一次逆變的正弦波逆變電源
該方案也是將要逆變的直流電壓直接加到關管上，然后采用數十倍于50 Hz的正弦化脈沖寬度調制脈沖串對開關管直接進行驅動，之后對輸出的電壓實行“平滑”處理，進而獲得類似于正弦波的連續變化的波形，這種方法的優點是電路一次逆變，高效而簡單、但變壓器過于笨重，沒辦法滿足體積小，重量輕的要求。
1.2 多重逆變的正弦波逆變電源
該方案是將驅動開關管的50 Hz信號，分成若干相位不同而頻率相同的驅動信號，分別驅動各自的開關管，使得各自的輸出電壓也錯開一定的相位，然后再進行疊加處理，輸出多階梯的階梯波再進行濾波就能輸出所需的正弦波電壓。此種方案電路較為復雜，一旦有一組開關管失效，輸出的波形就有很大的失真。
1.3 二次逆變的正弦波逆變電源
隨著高頻開關管技術的日趨成熟，逆變電源的電路設計趨向于先變壓，后變頻，即先將直流電壓轉為高頻交流電，再將高頻交流電轉換為50 Hz的正弦交流電源，其原理框圖如圖1所示。
由于開關管的價格低廉，因此組成圖1的單元電路性價比高，當前市場上以此種設計方案來生產低功率逆變電源的居多[1]。
2 基于單片機控制的正弦波逆變電源
在以上列舉的三種逆變電源設計方案當中，以二次逆變的正弦波逆變電源為佳。按照這種思路，早期的具體電路解決方案多采用PWM控制芯片如TL494，SG3524，SG3525A等，以固定的頻率去控制DC?DC和DC?AC部分的開關管，并采用修正電路對輸出的波形進行修正，以期達到正弦波的要求。但這種純PWM芯片控制的電路，對于元件的老化、發熱、受到干擾等情況無法自動加以修正，或者修正能力差，往往使得在實際的應用當中經常出現電路故障。隨著單片機技術的發展，設計人員不斷想將單片機引入到正弦逆變電源的控制當中，但對于高頻部分的控制，低成本的單片機完成不了這個功能，高成本的單片機又會降低性價比，故本文提出了另外一種設計方案，就是采用低廉的ATmega8單片機，配合TL494，IR2110和開關管，構成一個體積小，成本低，控制能力強的正弦波逆變電源，其方框圖如圖2所示。
由圖2可見，整個系統主要由ATmega8單片機進行控制，TL494和IR2110是否工作，全由單片機根據反饋信號作出調整。高頻開關管及驅動輸出部分采用單相全橋逆變電路構成。具體工作原理是采用ATmega8單片機作為系統控制的核心，利用TL494能產生高頻PWM信號的功能，通過單片機對其脈沖寬度進行控制并輸出，以控制高頻開關管組成的全相逆變電路，將低直流電壓逆變成為高壓方波，并通過整流濾波之后，送到驅動輸出全橋逆變電路，由單片機控制IR2110輸出工頻驅動信號，控制輸出驅動電路輸出50 Hz，220 V的正弦交流電壓[2]。
3 主要電路的具體設計
整個逆變系統的核心主要由單片機控制電路與檢測電路、DC/DC變換電路、DC/AC輸出電路組成。
3.1 DC/DC變換電路
如圖3所示，由TL494組成了高頻脈沖輸出電路，該電路采用了性能優良的脈寬調制控制器TL494集成塊。該集成塊內含+5 V基準電源、誤差放大器，頻率可變鋸齒波振蕩器、PWM比較器、觸發器、輸出控制電路、輸出晶體管及死區時間控制電路等。該集成塊的第5、6腳分別外接了C1和R6組成了RC振蕩電路，可促使TL494輸出頻率為100 kΩ左右的高頻脈沖方波信號，并由單片機的PD7引腳對圖中的DCDC端進行控制。通過控制第4腳的死區時間控制端，可調節輸出信號的占空比在0～49%之間變化，從而控制輸出端Q1PWM、Q2PWM的輸出，而P端、VCC端和VFB端則分別接收來自負載，高頻逆變輸出電壓、輸入電壓的反饋信號，與TL494內部的電路組成過壓、過載保護電路，形成逆變器的第一級安全保護網[3?4]。
如圖4所示為高頻電壓逆變電路，由4只IRF3205管構成全橋逆變電路，IRF3205采用先進的工藝技術制造，具有極低的導通阻抗，加上具有快速的轉換速率和以堅固耐用著稱的HEXFET設計，使得IRF3205成為極其高效可靠的逆變管。從輸入端Q1PWM，Q2PWM輸入的高頻脈沖串控制這4個管兩兩導通，對VIN輸入的直流低壓進行斬波，然后經升壓變壓器后，逆變成高頻交流方波，此時流通的電流為磁化電流，所以選取Philips公司生產的BYV26C超快軟恢復二極管組成了全橋整流電路，該管子重復峰值電壓為600 V，正向導通電流為1 A，其反向恢復時間30 ns，可以滿足電路的參數需求，整流后的電壓經濾波電路后輸出直流電壓260 V，送往DC/AC逆變電路，另外260 VDC經降壓處理后作為作為反饋信號輸入圖3中的VFB端，作為高頻逆變電壓的反饋信號。
3.2 DC/AC輸出電路的設計
DC/AC變換輸出電路采用全橋逆變單相輸出，其驅動輸入波形則由單片機輸出信號驅動半橋驅動器IR2110輸出工頻驅動信號，通過單片機編程可調節該輸出驅動波形的D
IR2110是IR公司生產的大功率MOSFET和IGBT專用驅動集成電路，可以實現對MOSFET和IGBT的最優驅動，同時還具有快速完整的保護功能，因此它可以提高控制系統的可靠性，減少電路的復雜程度。如圖6所示，HIN和LIN為逆變橋中同一橋臂上下兩個功率MOS的驅動脈沖信號輸入端。SD為保護信號輸入端，當該腳接高電平時，IR2110的輸出信號全被封鎖，其對應的輸出端恒為低電平；而當該腳接低電平時，IR2110的輸出信號跟隨HIN和LIN而變化，因此，在本系統中，兩片IR2110芯片的SD端共同接到單片機的PB0引腳，用于實時控制IR2110是否處于保護狀態。IR2110的VB和VS之間的自舉電容較難選擇，因此直接提供了15 V恒壓，使其能正常工作。
逆變正弦電壓輸出電路有兩種調制方式，一種為單極性調制方式，其特點是在一個開關周期內兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓，另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關損耗，但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個橋臂始終為高頻（載波頻率），而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻，而在后半周則工作在高頻，這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態均衡，對于選用同樣的功率管時，使其使用壽命均衡，對增加可靠性有利。另一種為雙極性調制方式，其特點是4個功率管都工作在較高頻率（載波頻率），雖然能得到正弦輸出電壓波形，但其代價是產生了較大的開關損耗[1，5]。如圖6所示，本文的逆變輸出電路采用了單極性調制方式，這樣可以提高波形的平滑度，增加電路的可靠性。圖6中的PWM1～PWM2分別接收來自圖5的輸出驅動信號，驅動由4個具有500 V耐壓值的IRF840開關管組成的橋式逆變電路，將260 VDC逆變成220 V，50 Hz的交流電，經LC濾波后供給負載。圖6中的IFB端和ACV端，分別和為電流和電壓的采樣，送到單片機的PC4和PC5引腳進行A/D轉換，再由單片機將轉換果用于功率計算和電路保護之用[1，6]。
3.3 單片機電路及編程
本文采用的是Atmel公司生產的ATmega8單片機來進行控制的，它的工作電壓范圍寬，抗干擾能力強，具有預取指令功能。這使得其理速度快，引腳輸出電流大，驅動能力強，輸出的脈沖信號無需放大可直接驅動步進電機驅動模塊，端口全內置上拉電阻，均可作為輸入或輸出，具體情況通過編程靈活配置，基于以上優點，選擇ATmega8L單片機作為控制器，不僅可提高系統整體性能，也可簡化電路。
本文主要將它應用于整個系統的信號驅動， 溫度檢測，風扇控制，安全保護，數據顯示等。ATmega8單片機分別采集來自系統電路的溫度、電流、電壓，并根據這三個參數的情況分別控制啟動風扇散熱，控制是否輸出報警信號，控制SD端和DCDC端是否使系統處于保護狀態，QA1～QA4則是輸出50 Hz的驅動信號，具體的編程控制如圖7所示。當系統啟動后，單片機先檢查系統的溫度環境是否正常，不正常則啟動報警，并提示出錯代碼，如果正常則啟動高頻逆變電路工作，并檢測260 VDC是否正常，不正常則報警，正常則啟動正弦逆變電路工作，并一直檢測輸出的電壓電流是否正常，正常則輸出，不正常則報警。
4 結 語
綜上所述，基于ATmega8單片機控制的正弦波逆變電源的整體設計方案，可高效、便捷的為野外作業提供所需的交流電源，該電路目前已實驗成功并投入到實際的使用當中。實踐證明，本文設計出來的逆變電源具有體積小，重量輕，穩定可靠的性能。
參考文獻
[1] 陳永真，韓梅，陳之勃.全國大學生電子設計競賽硬件電路設計精解[M].北京：電子工業出版社，2009.
[2] 何希才，張明莉.新型穩壓電源及應用實例[M].北京：電子工業出版社，2004.
[3] 王擎宇.基于TL494的逆變電源的設計與制作[J].遼寧師專學報，2009，11（2）：81?82.
[4] 田松亞，顧公兵.基于TL494的PWM等速送絲電路的設計[J].河海大學學報：自然科學版，2004，32（3）：324?327.
[5] 劉萌，鄧琛，李萍，等.基于PIC16C73B單片機的逆變電源的設計[J].電源技術應用，2011（3）：42?45.
逆變電源范文6
引言
現代化工業生產中高速電機和超高速電機被廣泛應用于諸如高速機床，渦輪分子泵，離心機，壓縮機，飛輪貯能以及小型發電設備等工業領域。為使一臺電機的轉速達到60000r/min，逆變器必須提供至少1000Hz基頻的交流電。
目前，國內在高頻逆變器領域的研究中，主要還是采用正弦脈寬調制（SPWM）技術[1]。近年來出現了在正弦波中注入零序信號的非正弦脈寬調制技術。電壓空間矢量脈寬調制技術（SVPWM）即是在正弦波中注入適當的三次諧波的非正弦調制技術，它的線性調制度較SPWM高15％，而且輸出諧波小。由于空間矢量控制實時算法含多個乘法運算和矩陣運算，而使運算量大，所以，對CPU的運算速度和數據處理技術要求就更高。為實現SVPWM的在線運算，有人采用雙CPU，雙口RAM并行工作的原理，這樣雖然高速性很好，但用兩片CPU明顯提高了設計難度和成本；而且在高頻數字化控制領域，上述結構中CPU的數據交換和處理速度也將無法滿足要求。本文針對全數字化高頻SVPWM逆變電源對高速性、實時性、可靠性的要求，首先，改進了SVPWM算法，然后，在總結SVPWM開關模式后，提出了兩種適合于高頻SVPWM算法的優化開關模式，并在由TI公司高性能數字信號處理器TMS320LF2407A組成的頻逆變數字控制系統中給予實現，同時進行了對比研究。
1 SVPWM的算法改進及兩種優化開關模式
對于三相電壓源型逆變器的6個開關管，用“1”和“0”分別代表上下橋臂的開、關狀態，則開關信號共有8種組合，U1（100），U2（110），U3（010），U4（011），U5（001），U6（101），以及U0（000）和U7（111）。這8種組合，在復平面上，分別產生8種電壓向量，如圖1所示。其中U0及U7為零向量，6個非零向量構成了圖中的六邊形，并將六邊形分為6個扇區。圖中所示六邊形內切圓和略小的同心圓分別表示SVPWM和SPWM的直流電壓利用率?？臻g電壓矢量法即是通過選取同一扇區中相鄰兩個非零矢量和適當的零矢量來合成一個等效的空間旋轉電壓矢量Uref（該電壓向量在空間上理想軌跡是一個圓），調控Uref的頻率、幅值和相位，即可實現逆變器輸出電壓頻率、幅值和相位的控制。設T1及T2分別為同一扇區兩相鄰非零向量UX及UX±1，在同一個采樣周期中對應的作用時間，T0為零向量作用時間，由SVPWM的原理可得式（1）。
圖4 兩種不對稱的優化開關模式
TPWMUref=T1UX＋T2UX±1＋T0(UoorU7) (1)
對式（1），文獻[2]給出T1，T2和T0的解，如式（2）。
式中：0?α?π/3，為Uref與A（或D）軸的夾角；
T1＋T2＋T0=T=TPWM，為控制周期；
m為調制度。
這種解法在Uref的幅值和相位已知條件下，可以精簡控制算法，但在電機控制算法中，比如常用的轉子磁場定向控制或氣隙磁場定向控制中，電壓的給定量[Ud，Uq]T通常是由電流內環id及iq通過電流調節器，或是文獻[3]中所述，直接對id及iq進行定子電壓解耦得到，而此時再用以上求解算法需先把給定量轉換為Uref的向量表達式，這將會加大指令開銷，不利于快速實時控制，所以，有必要對式（1）的求解方法進行改進。
設D及Q為固定于定子的坐標軸系，且D軸與電機A軸重合，Q軸超前D軸90°。通過式（3）可以進行磁勢不變的坐標變換，得到對應于U1～U66個非零向量在D及Q坐標軸系上的表示，即U1對應S1（2/3，0），U2對應S2（1/3，1/）等，如圖1中所示。
由式（1）及式（3）可以得到一種求T1，T2和T0的新方程組式（4）。
對于式（4），在軟件中的求解是根據[SX，SX±1]所在的扇區數S（S=0，1，2，3，4，5）作一個關于[SX，SX±1]－1的長度為24（每扇區4個）的表格，存入DSP的程序存儲器，在程序運行中進行查表計算，這樣可以方便快速地進行矩陣運算，而且運算量小，速度快，適合于高頻逆變電源的控制要求。此外，無論電機采用經典的V/F控制還是采用先進的轉子磁場定向控制等，都可采用此改進算法。
由式（4）可知，只要各向量的開關時間滿足T1，T2和T0的關系，即可實現電壓空間矢量脈寬調制技術，對于開關狀態的先后順序及起點時間并無限制，這就為減少開關動作次數和減少諧波的優化控制提供了可能。圖2列出了所有可能的空間矢量開關狀態變化圖，每個箭頭表示一個開關動作。例如，從開關狀態S0變到S1，至少需要1次開關動作，而從S1到S4則至少需要3次的開關動作。采用適當的開關模式可以減少每個采樣周期內的開關動作次數，降低開關損耗，減小開關管的溫升，從而保證高頻逆變電源的安全運行。經過對比研究，可得出結論：優化的空間矢量開關模式在任意兩相鄰空間矢量轉換中只有一次開關動作。圖3及圖4分別給出了扇區1中對稱和不對稱的SVPWM優化開關模式。它們的共同點是：在模式1的一個采樣周期中同時用到了S0和S7兩個零向量；而模式2只用到一個零向量，即S0或S7。圖3中的模式1在一個采樣周期中，3個橋臂有6次開關動作；該開關序列在加入死區后，仍是對稱的。模式2在一個采樣周期中，3個橋臂只有4次開關動作，開關損耗只有第一種的67％；但該開關序列在加入死區后是不對稱的，會增加諧波分量。同理分析，圖4中的兩種模式較之圖3中的兩種模式，開關次數均減少了一半，但由于它們是不對稱的脈沖模式，在輸出電流中會造成較大的諧波含量，從而增大脈動轉矩，使電機在高速運行時劇烈振動，會引起諸多不安全因素。所以，在高頻SVPWM逆變電源中，圖3所示的兩種優化開關模式是其首選開關模式。以下將對之進行實驗分析。
2 高頻SVPWM逆變器的設計
2.1 硬件設計
高頻逆變電源要求控制器能夠在最短的時間內，完成全部控制運算。對各種單片機和DSP的性能進行比較篩選后，本文設計的逆變器數控系統采用TI公司DSP24x系列的最新成員TMS320LF2407A。該芯片具有同類DSP中最優越的一些性能，只需一片TMS320LF2407A即可實現高頻SVPWM逆變電源數字控制系統的設計。在TMS320LF2407A時鐘輸入引腳上接20MHz晶振，后經內部鎖相環倍頻后得40MHz時鐘頻率，這樣指令執行周期可縮為25ns，較C240DSP速度整整提高了1倍。另外，TMS320LF2407A還具有外部集成度更高，程序存儲器更大，A/D轉換速度更快的特點，且其獨特的空間矢量PWM波形產生電路，更為完成高頻SVPWM算法提供了方便，同時可使數字控制系統最小化。
對于輸出頻率為1000Hz的逆變器，開關頻率至少要在20kHz以上，但是開關頻率過高又會給DSP的運算及A/D轉換帶來壓力。另外，死區時間在理想脈寬中所占的比例過大，對調制線性度也會造成不良影響，經權衡，本系統控制周期取為23.8μs，這樣采用優化模式1時的開關頻率為6的倍數42kHz，而采用優化模式2，開關頻率僅為28kHz。普通的IGBT已經無法承受這么高的開關頻率，所以，逆變器主電路采用分立MOSFET(IRFPC60)組成的三相橋式電路結構。為實現高頻信號驅動，和最大地簡化電路，硬件設計中除了采用貼片式DSP外，還采用IR公司的高壓浮動MOS柵極驅動芯片IR2130。
圖5為逆變器系統示意圖。實際工作時，DSP在每個控制周期中經A/D采樣頻率給定信號后，根據V/F控制原理和改進的SVPWM算法，選擇優化開關模式，來產生6路PWM信號，經高速光耦隔離后送IR2130驅動6個MOS管來帶動一個三相感性負載工作。
IR2130為單電源＋15V工作；可直接驅動600V高壓系統；自帶硬件死區和欠壓鎖定功能與過流保護功能；通過外圍自舉電路，可同時驅動3個橋臂的6個MOS管。注意到采用圖3所示優化開關模式2時，生成的PWM波中會出現一段長時間導通或關斷的脈沖信號，這就要求IR2130的自舉電容能夠提供足夠大的驅動電荷，否則，將無法驅動高端MOS管。自舉電容所需的最小電容值，可由式（5）計算。
式中：Qg為高端器件柵極電荷；
f為工作頻率；
Iqbs(max)為高端驅動電路最大靜態電流；
Icbs(leak)為自舉電容漏電流；
Qls為每個周期內，電平轉換電路中的電荷要求；
Vcc為芯片供電電壓；
Vf為自舉二極管正向壓降；
Vls為低端器件壓降或高端負載壓降。
圖7 控制系統仿真模型
經計算并取安全余量后，采用4.7μF的CBB電容作為自舉電容。
電路設計中考慮高頻逆變器的安全運行，還通過DSP的信號采集，進行過、欠壓，過流，過溫等保護電路的設計。
硬件系統采用TOPSwitch反激式電源，分別為控制電路，驅動電路，保護電路提供＋5V，±15V等5路相互隔離的輔助電源。
2.2 軟件設計
在軟件編寫中，根據高頻逆變電源的控制要求，全部采用編譯效率最高的匯編語言，這樣可更有效地利用TMS320LF2407A的高速數據處理能力。同時，軟件中盡量使用240x系列DSP的復合指令，如MPYA，SPAC，LTS，DMOV等，以最大程度地精簡程序，減小DSP運算量。以下將結合改進的SVPWM算法，分別對兩種開關優化模式進行編程。
2.2.1 優化模式1的純軟件波形生成法
該法從開關時間參數的計算到輸出向量的選取，全部采用軟件實現。軟件由三部分組成，即主程序，定時器周期中斷子程序和保護中斷子程序。主程序負責各種初始化工作；保護子程序完成故障監控和故障處理功能。程序主體為定時器周期中斷子程序，負責完成SVPWM的改進算法及模式1的PWM波輸出。程序流程圖如圖6所示。
2.2.2 優化模式2的混合波形生成法
為實現優化模式2的開關動作，可利用TMS320LF2407A內部極大簡化的電壓空間矢量PWM波形產生硬件電路，即軟件結合集成硬件的混合波形生成法。在軟件中只要對相應的控制寄存器進行設置即可。必須添加的步驟如下：設置COMCONA寄存器使DSP工作于空間矢量PWM模式；查表并將每個控制周期中初始向量（UX）的開啟方式寫入到ACTRA.14～12位中，如U1的寫入值為（100）；將“1”（“1”表示參考向量Uref為順時針旋轉，“0”表示Uref為逆時針旋轉）寫入ACTRA.15中；最后將T1/2寫入到CMPR1寄存器，將（T1＋T2）/2寫入到CMPR2寄存器。這樣，空間矢量PWM波形產生硬件電路將根據初始向量和參考向量的旋轉方向，自動選擇模式2所示的優化開關組合。
3 實驗結果分析
為驗證本文提出的SVPWM改進算法和兩種優化開關模式的實際效果，首先進行了MATLAB仿真驗證?？刂葡到y仿真模型如圖7所示。由于數字化SVPWM逆變器模型實為一個離散控制系統，所以采用MATLAB中的S函數編程，來模擬SVPWM離散算法，只要改變S函數輸出向量的時間和順序就可分別實現兩種優化開關模式的控制仿真，圖7中cqc模塊為S函數模塊。
圖8及圖9分別為感性負載下兩種優化模式在1000Hz輸出時的仿真波形。其中uan及ubn為經過一階RC濾波后的相電壓波形，uab為RC濾波后的線電壓波形，is－a為對應電流波形。由仿真波形可見，采用開關優化模式1時，相電壓為典型的馬鞍波形，其對應的線電壓、線電流諧波含量很小，不過在一個采樣周期中開關次數較多。而采用優化模式2時，相電壓中出現了微小畸變，使得輸出線電流諧波含量增加，但是它的開關損耗僅為前面的67％，這將有利于高頻逆變器向更高的控制頻率發展。可見二者各有優缺點。
圖10及圖11為在TMS320LF2407A最小控制系統下的實驗波形，可見與仿真波形相似。實驗樣機設計輸出功率為2000V·A，輸入是220V，50Hz單相交流電,輸出為可在0到1000Hz連續變化的三相交流電。由于IR2130自帶2μs的死區，使得模式2的PWM波形不再具有對稱性，這導致了實驗中輸出相電壓馬鞍波形畸變得更大些。但從線電壓，線電流上看，兩種方法所輸出的波形均具有很高的正弦性。
另外，經過計算可知，改進SVPWM算法后，采用兩種開關優化模式的周期中斷子程序，TMS320LF2407A均可在7.2μs內執行完畢，而控制周期為23.8μs，這就為DSP完成其他更復雜的電機控制程序預留了足夠的程序處理時間。
