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led驅動電路范文1
中圖分類號：TP391 文獻標志碼：A 文章編號：2095-1302（2014）10-00-02
0 引 言
LED具有低功耗、無污染的特點，是節約型的綠色光源，是照明領域的發展趨勢[1]。LED驅動電路是介于電網電壓與LED之間的電源適配器，需滿足高可靠性、高效率、高功率因數等特點，還需要對LED起一定的保護作用[2]。因此，為充分發揮LED的優勢，需配備相應的恒壓恒流驅動電路。本文設計了一種性價比高的新型LED驅動電路，該電路采用光耦與電壓跌落補償電路保證恒壓恒流特性。此電路還具有電壓可調的特點，可驅動工作電流在20～40 mA的發光二極管。
1 電路結構與原理
本文設計的電路主要由濾波電路、調壓電路、光耦恒流電路三個部分組成。輸入電壓為220 V電網電壓，輸出為恒定電壓電流，此電路適用于普通LED燈具。LED驅動電路如圖1所示。
圖1 LED驅動電路圖
其中，第一部分為濾波電路，用于抑制電網諧波與干擾，由C1～C6與TR1組成雙向EMI濾波電路；第二部分為調壓電路，通過選擇合適的L1和TR2參數，滿足使用需求；第三部分為恒流控制電路，輸出與所驅動LED相接。圖1中，BR1為橋式整流電路，用于檢測整流效果，銜接調壓電路。下面詳述三個主要電路。
1.1 濾波電路設計
濾波器由C1～C6與TR1組成雙向電磁干擾（EMI）濾波器。其中，TR1為共模電感，選擇磁導率高、高頻性能好的共模電感可以有效抑制共模噪聲；C1，C2，C5，C6為共模電容，用于抑制高頻共模干擾信號；C3，C4為差模電容，用于抑制電網中的差模噪聲[3]。此濾波電路不僅能夠抑制電網存在的外部電磁干擾，還能避免驅動電路向外部發出噪聲干擾。
EMI濾波參數選擇：共模電感選擇要求磁導率高，高頻性能好。電感大小視額定電流選擇。共模電容取值范圍為2000～6 400 pF，差模電容取值范圍為0.1～1μF。本文的參數設計為，共模電感5 mH/100 Mhz，共模電容3 000 pF，差模電容取值1μF。
1.2 調壓電路設計
本文設計的調壓電路為阻感性負載的交流調壓電路[4]，等效電路如圖2。其中L為電感L1，C為C7，C9，C10等效電容，R為剩余所有元件等效電阻，要求 。
圖2 調壓電路等效電路圖
由等效電路知調壓負載電流應滿足：
其中，uC為電解電容最大儲能值。
解得：
其中：ω0為初始頻率，ω為輸出頻率，，β為輸出電壓滯后輸入電壓角度。
在本電路中，等效電路L1=1 500 mH時，經調壓電路輸出的電壓幅值為55 V，輸出頻率為100 Hz。輸出電壓接近正弦波，在幅值附近近似線性。
1.3 恒壓恒流電路
在恒壓恒流恒流電路中，D1，D4，R4，R10，R22組成電壓控制電路，Q1，R4與R5組成電壓跌落補償控制電路，R6，R7與U1組成恒流控制電路。L11與C14使驅動電路與負載電路隔離開來，避免相互影響[5]。
恒壓工作原理：電路正常工作時，輸入電壓經D2，R3，R5，R4為Q1提供基極偏執電流，輸出電壓為R5壓降與穩壓管D4之和。當電壓發生跌落情況，負載電流通過R3，由此在R3上產生的壓降使D1導通，經過R22，為Q1提供基極偏置電流，使得負載電流增加，輸出電壓增加，補償電壓跌落直至電路正常工作，由此保證電路輸出電壓恒定。
恒流工作原理：恒流電路可以根據需求預先設定恒流電流大小。當U1引腳1上輸出電流沒有達到恒流設定點，R7壓降很低，接近于地，此時光耦不發揮作用，為電流輸出。當U1引腳1上輸出電流到達設定點，集電極端R7上壓降增大，此電壓經過電阻R6轉換為電流又增加到引腳1端，使輸出電流趨于穩定，穩定電流與設定恒流電流相等。
2 調壓電路仿真測試
在電壓輸出端接3盞LED，串聯電阻為1 kΩ。將調壓電路輸出端接示波器信號A，將恒壓恒流電路輸出端接示波器B，示波器上得到波形如圖3（其中黑色為信號A，紅色為信號B），調整電感L1，得到調壓電路測試數據如表1。 由表1可知，電感L1在500～2 000 mH之間變化時，驅動電路輸出電壓在55.5～20.5 V內連續可調。
3 恒壓恒流電路仿真測試
在測試中電感L1固定不變（本文L1=1 000 mH），即調壓電壓輸出端不變，電流輸出端串聯1盞LED，將恒流恒壓電路輸出端接示波器信號A，在電流輸出端接電流探針。調整電源電壓在±10%內波動，得到恒流恒壓電路測試數據如表2。由表2可以看出，輸入電壓在±10%內波動時，輸出電流波動不超過5%，輸出電壓波動不超過9%，滿足LED驅動電路設計要求。
圖3 LED驅動電路輸出波形圖
表1 調壓電路測試數電感L（mH） 調壓電路輸出
電壓最大值（V） 調壓電路輸出
電壓最小值（V） 驅動電路
電壓輸出（V）
500 150 -200 55.57
800 100 -132 39.85
1 300 65 -80 27.76
1 500 54 -75 25.04
2 000 45 -53 20.54
表2 恒流恒壓電路測試數據
輸入電壓值（V） 驅動電路輸出電流（mA） 輸出
電流波動 驅動電路輸出電壓（V） 輸出
電壓波動
237.6 22.94 0.79% 35.96 6.08%
227.7 22.87 0.48% 34.84 2.78%
220 22.76 0 33.9 0
212.3 22.50 -1.14% 33.1 -2.36%
205.7 22.36 -1.76% 32.35 -4.57%
198 21.98 -3.43% 31.35 -7.52%
4 結 語
本文設計了一種新型LED驅動電路，此電路不僅具有較好的恒流恒壓特性，還具有輸出電壓可調的特點，且輸出電壓與輸出電流端都與驅動電路相互隔離，避免驅動電路和LED負載電路相互影響。測試結果表明，在電網電壓波動±10%內，輸出電壓與電流波動在4%和8%之間，電感在500～2000 mH范圍內變化時，相應輸出電壓變化范圍為20.5～55.5 V之間，滿足LED驅動電路的使用要求。
參考文獻
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led驅動電路范文2
盡管白光LED優點很多，但LED驅動電路的設計卻面臨著重大挑戰?？臻g限制的要求和散熱的要求都對設計有所限制。最后，設計師們還必須認真考慮EMI要求對其設計的影響。
在低功率(≤3W)照明應用中，設計師部使用了現成的非隔離式、基于電感的降壓式和升降式開關模式電源。本文將對這兩種拓撲結構進行比較，論述各自的優缺點。
兩種拓撲結構
為配置為基本降壓式轉換器和基本升降壓式轉換器的LinkSwitch-TN器件。通過在單片IC上集成一個功率MOSFET，振蕩器、簡單的開／關控制、一個高壓開關電流源、頻率抖動、逐周期電流限流及熱關斷電路，可以簡化轉換器階段的設計復雜度并減少元件數。LinkSwitch-TN器件可通過漏極引腳實現自供電，無需使用偏置電源及相關電路。它極具成本效益，可用來替代輸出電流小于或等于360mA的線性和電容降壓式非隔離電源，因此能夠提供出色的輸入電壓調整率和負載調整率。與無源元件電源方案相比，它的效率更高，而功率因子則比電容降壓式方案高。
降壓式轉換器具有諸多優點。首先，它可以最大化所選LinkSwitch-TN器件的可用輸出功率以及電感值。同時還可以降低電源開關和續流二極管的電壓應力。此外，流經輸出電感的平均電流要略低于同類升降壓式轉換器中的平均電流。
升降壓式轉換器與降壓式轉換器相比，其配置具有一大優點，即輸出二極管與負載串聯。在降壓式轉換器中，如果MOSFET發生短路故障，輸入將直接與輸出相連。而在升降壓式轉換器中發生此類情況時，反向偏壓輸出二極管則會阻斷輸入和輸出之間的通路。
在這兩種轉換器中，AC輸入經D1、D2、C1、C2、RF1和RF2整流濾波。兩個二極管可以增強輸入電涌承受能力和傳導EMI性能。設計師應該使用可熔阻燃電阻作為RFI，但可以使用只具阻燃功能的電阻作為RF2。IAnkswitch-TN器件中的開／關控制用于調節輸出電流。一旦進入反饋(FB)引腳的電流超過49μA，MOSFET開關將被禁用，以便進入下一開關周期。
降低熱量
設計LED驅動電路所面臨的主要挑戰是散熱問題。即使采用比白熾燈技術效率更高的技術，3W的電路也將會達到可危及器件完整性的溫度級別。而且，將驅動電子器件集成到具有嚴格限制的標準GU10燈座中時也會遇到嚴峻的散熱挑戰。設計者解決該問題的唯一途徑便是將熱量傳導至燈泡的旋入式燈座上。LinkSwitchTN器件中添加有一熱關斷電路，在結溫度超過142℃時可禁用功率MOSFET，從而防止LED遭受潛在的損壞。一旦結溫度下降75℃，MOSFET將自動重新開啟。
與降壓拓撲結構相比，升降壓拓撲結構的效率要略低一些，這是因為功率不會在MOSFET開關每次打開時都傳輸到輸出端。因此，它產生的熱量比降壓拓撲結構多。不過差別不太明顯。
為確保電路拓撲結構符合熱調節要求，設計師將電源組件安裝到燈座中，然后測量LNK306DN源極引腳的溫度。在理想情況下，源極引腳的溫度不應超出100℃。在25℃的室內環境溫度下測量的結果表明，V10值上升到265VAC時，源極引腳溫度將超過100℃。鑒于這些結果，設計師斷定可能對某些額外的散熱器有熱限制方面的要求，比如將LED散熱片放下UI SO-8C封裝頂端。
控制EMI
LED驅動電子器件電路必須符合嚴格的EN55022B/CISPR22B傳導EMI要求。鑒于開關IC的高開關頻率和GUIO燈座有限的尺寸大小，這些要求給燈泡設計師又帶來了重大挑戰。在升降壓電路拓撲結構中，EMI噪聲電流環路~MOSFET流向輸出二極管、輸出電容，然后返回輸入電容；而在降壓電路配置中，該電流環路從MOSFET流向續流二極管，然后返回輸入電容，因此較前者中的環路短。因此，上述情況導致在升降壓設計中略微降低噪聲要更困難。
為了符合行業EMI規范，工程師決定將驅動電子器件分成兩個電路板：位于頂部的轉換器電路板與位于底部的輸入整流／EMI濾波器電路板。然后他們在兩個電路板之間放置法拉第屏蔽。電氣連接到轉換器電路板的屏蔽含有一個單面銅鉑區域PCB，后者的構造尺寸與底部輸入整流／EMl濾波器電路板相同。使用本設計驅動3個LED，其測試結果顯示，傳導EMI在輸入電壓為230VAC的最差情況下約為7dBμV，低于行業EMI要求。
led驅動電路范文3
關鍵詞:背光源;發光二極管;動態;降低功耗;驅動電路
中圖分類號:TN141.9 文獻標識碼:A
The Matrix LED Dynamic Backlight and Drive Circuit's Design
ZHENG Xiao-bin, YAO Jian-min, LIN Zhi-xian, XU Sheng, LI Yuan-kui, RUAN Kai-ming, GUO Tai-liang
(College of Physics and Information Engineering Fuzhou University, Fuzhou Fujian 350002, China)
Abstract: Because of its non-luminous, the liquid crystal needs backlight. At present majority use the Cold Cathode Fluorescent Lamp(CCFL) as backlight. But the brightness is not easy to be controlled and response slow and so on disadvantages of CCFL, it results the energy wasted and motion blur of the liquid crystal display. This study introduced a structure of direct dynamic backlights based on LEDs, in which the light emission of every LED was restricted to a smaller area on the diffuser film and every LED was only responsible to illuminate one part of LCD. Designed the drive circuit of dynamic backlight, the LED backlight achieves the corresponding brightness by the analysis to the demonstration picture to obtain the parts of different best brightness and using the way of dynamic controlling the brightness. Using Matlab software simulation LED backlight, results show that the dynamic backlight can effectively reduce power consumption and improve image contrast.
Keywords:backlight; LED; dynamic; reduce the power consumption; drive circuit
引 言
液晶顯示(liquid crystal display,LCD)已在眾多領域迅速取代了傳統陰極射線管(cathode ray tube, CRT) 顯示技術[1],使LCD顯示器成為了家電市場的主導產品。由于液晶本身不發光,需要通過背光照明,因此目前大多數產品采用陰極射線熒光燈(CCFL)作為背光源。但因CCFL的亮度不容易控制,而液晶電視是采用調節LCD的控制電壓,改變液晶的透過率來實現對LCD總體亮度的控制,這種方式在很多情況下造成了背光模組的光能和電能的浪費。另一方面,隨著世界各國對環保的重視以及RoHS法規的實施,近年來LCD廠商正積極地尋求冷陰極熒光燈的替代方案。
過去數年,LED已得到廣泛應用,其中成長最快的應用領域是LCD的背光應用。且數年間LED已在小尺寸顯示屏的背光應用領域得到普及,已取代了CCFL,而在中大尺寸的應用中,LED取代CCFL也正成為趨勢[2]。LED背光已開始邁入需要更高性能和更長工作時間的中大尺寸顯示屏背光的應用中。采用以色彩還原好、省電、壽命長為優點的LED背光源,是高端液晶電視的趨勢。文中所做項目攻克了背光源模塊過厚、傳統LCD背光散熱量大、工作時間過長和高溫下亮度和色彩易漂移的技術難題,使其色域范圍超過 110% NTSC[3]。
1 點陣式LED動態背光源
LED(light emitting diode)即發光二極管,是一種能夠將電能轉化為可見光的固態半導體器件,它可以直接把電轉化為光。同時LED是一種電流型器件,即它的工作狀態是以通過它的電流為標準的,其工作電流在20mA左右,管壓降在1.8～4V。一般在20mA工作電流時,LED能發揮最大的光電效率,超過這一電流值,雖然其亮度還能增加,但二極管的功耗和發熱激增,壽命會大大縮短。為了將LED的工作電流控制在20mA,過去大都采用串聯電阻的方法――限流電阻法,而現在一般采用集成電路恒流源。
點陣式LED背光,就是LED均勻地分布在整個背光面上,各個LED所照射出的光均勻地投射在整個背光膜上。點陣式LED如圖1所示。我們知道,單獨控制液晶的每一個像素點的點亮是難以實現的,但是可以通過盡量細分對液晶的照明區域,使單個LED 只負責為液晶的部分區域提供背光照明,這樣就可以最大程度地提高LCD的顯示質量。
采用亮度動態控制的方式可以很方便地通過調節LCD背光源電源電壓或輸入電流的大小,從而改變LCD的發光強度,可使電視在LCD較低能耗條件下工作。亮度動態控制就是通過對顯示的畫面進行分析,得到不同區域的最佳亮度的同時控制LCD背光達到相應的亮度。采用動態背光源能有效地改善目前LCD所存在的兩大問題:動態模糊(motion blur)和對比度低。
整體背光的亮度隨著影像內容個別進行亮度調變,動態背光模塊驅動模式所展現的并不是恒定亮度均勻光源,而是提供一個類似影像內容調變的動態的背光源,此模式可有效解決暗室漏光問題,大幅提升影像動態對比度[4]。由于主動式動態背光模塊驅動模式所展現的并不是恒定亮度均勻光源,而是提供一個類似影像內的主動式動態背光源,因此功耗大小隨不同影像內容有所差異。因此動態LED背光模塊的平均功耗將會比傳統 CCFL 背光模塊低,達到省電節能的功效,同時也可有效降低 LED 熱源的產生,解決一般 LED 背光源模塊所面臨的問題。因此,可使LED將不再需要額外的風扇及特殊散熱結構,即可有效降低整體材料及制造加工成本,同時由于 LED 低功耗將可進一步提高LED產品壽命與可靠度。同時借由動態驅動電路設計,可進一步提升影像的畫面質量,消除普通液晶顯示在顯示快速移動物體時出現的拖影現象。
2 驅動電路設計
LED動態背光原理框圖如圖2所示。視頻源信號是由計算機DVI顯卡接口輸出的分辨率為1024×768、刷新率為60Hz的視頻信號。視頻接收單元的解碼芯片采用Silicon Image公司的SiI161芯片,其解碼輸出24bits的RGB像素數據。控制模塊的作用是由FPGA接收、緩存及處理數據,并驅動VGA轉換電路和LED背光源驅動電路。數據緩存采用數據乒乓存儲機制,將RGB三色數據存儲在數據緩存單元中的兩部分SRAM中。FPGA將處理后的數據送到VGA轉換電路模塊,驅動LCD顯示屏。同時,FPGA通過對灰度數據的采樣與計算,傳遞給LED背光源驅動電路所需要的數據和控制信號。LED背光源的驅動電路主要包括集成灰度調制電路和行后級放大單元電路。
2.1 集成灰度調制電路
LED灰度級顯示的方法目前有很多,包括幅值法、空間法、時分法,其中較為常見的是PWM法(脈寬調制法),也叫占空比法。這種方法是在掃描脈沖對應時間內,從數據脈寬中劃出的一個灰度調制脈沖[5]。數據脈沖的寬度可以劃分為多個等級,不同的寬度等級代表不同的灰度信息,從而可以使被選通的像素實現不同的灰度等級。PWM方式根據數據大小的不同,在一個周期內輸出灰度調制脈沖的占空比將產生相應的變化。以8位數據為例,如圖3所示,輸出的脈寬信號與數值大小成比例關系。當數據最大時(脈沖1,11111111),脈沖高電平占滿整個周期,達到全占空比;當數據為最大數據的一半時(脈沖2,10000000),則脈沖高電平占整個周期的一半,以次類推,當數據為0時,則整個周期內脈沖為低電平。這種灰度調制方法可以很容易地通過數字電路控制將灰度數據信息攜帶在列信號脈沖上,是平板顯示器中常用的灰度實現方案,尤其是電流型器件,如LED、OLED、FED的驅動電路中均有采用[6]。
本系統集成灰度調制采用PWM灰度調制芯片BHL2000。BHL2000專用集成電路芯片是由北京北方華虹微系統有限公司開發的具有自主知識產權的超大規模集成電路,廣泛應用在LED大屏幕和其它類型的顯示屏系統上。它采用雙端口SRAM技術,解決了其它芯片數據傳輸會占用可貴的顯示時間的突出問題,保證了圖像的亮度和灰度[7]。BHL2000采用PWM調制方式,主要由譯碼器、比較器、SRAM、計數器等部分構成,其內部結構框圖如圖4所示。
BHL2000芯片內部采用雙端口SRAM技術,數據的寫入和讀出操作分別由不同的時鐘和地址控制,因此數據的寫入和讀出互不影響。在寫入時鐘WR驅動下,數據從DIN0~DIN7輸入,在內部移位寄存器中串行移位16次后,由級聯口SHIFT0~ SHIFT7移出。行、場控制信號HS、YS則確定數據在存儲器中的存儲位置,最多可以存8×16×32個字節。輸出行、場控制信號HCLK、CLR確定取數位置,在讀出時鐘CLK控制下進行灰度調制,輸出脈寬信號O0~O15。BHL2000的16路漏級輸出接上拉電阻可產生最大80mA的驅動電流[8],同時串有8路級聯信號到下一個芯片。本系統中為了點亮一個48×32的LED點陣,需要三片BHL2000級聯。
2.2 行后級驅動單元
行后級驅動單元實現的是行掃描功能。利用FPGA送給行后級驅動單元的32路行信號可實現對LED背光的逐行掃描和隔行掃描。
本系統采用48×32點陣LED作為背光源,因此每顯示一行需要的電流是比較大的,假如每顆高亮度LED燈的額定電流是25mA,則驅動一行所需要的電流是25×48=1.2A,一般的驅動放大芯片無法滿足要求。因此,需要采用有較大驅動能力的MOS管,在本系統中使用的是STM4953。STM4953是雙P溝道增強型場效應管,輸出電流可達4.5A,完全可以滿足系統的要求。
其內部有兩個CMOS管,1、3腳為VCC,2、4腳為控制腳,2腳控制7、8腳的輸出,4腳控制5、6腳的輸出,只有當2、4腳為“0”時,7、8、5、6腳才會輸出,否則輸出為高阻狀態。
3 系統仿真
本系統采用FPGA對整個系統控制。FPGA控制模塊是整個系統的時序產生控制電路部分,它通過產生相應的控制信號,分別對數據緩存及處理單元、集成灰度調制驅動單元、行后級集成驅動單元進行控制。FPGA控制電路產生SRAM的控制信號和相應的地址信號來實現對數據緩存單元的控制,同時 FPGA控制電路對集成灰度調制驅動單元的控制,是通過產生BHL2000的灰度調制控制信號來實現。而 FPGA控制電路對行后級集成驅動單元的控制,是通過產生1/32的行脈沖信號并送到STM4953來實現。圖5是 FPGA產生的控制信號的總體流程圖。
根據系統輸入、輸出信號的要求,本設計采用Cyclone公司的EP1C6 為目標芯片,以quartus為開發工具,Verilog語言為開發語言,進行FPGA設計。本設計對集成灰度調制和行后級采用模塊化設計,如圖6所示。BHL2000模塊的功能是送給BHL2000芯片所需的控制信號wr、hs、vs、hclk、clk、clr及8位串行灰度信號。row模塊的功能是向行選驅動模塊提供32位并行的行信號 row[31..0]。
4 實驗結果
為了驗證點陣式動態背光源的效果,本設計采用Matlab進行模擬圖像所需的背光源,試驗中選用了2幅1024×768像素的8bit灰度圖像。如圖7所示為仿真試驗結果圖。測試圖像自左至右依次為測試圖1、測試圖2;圖(a)為原始圖像;圖(b)為LED背光仿真圖;圖(c)為基于LED影像背光的試驗結果圖。
由試驗結果可以看到,當原始圖像的像素灰度數值越小時(如測試圖2與測試圖1比較時),背光亮度可降低的幅度越大,因此能更有效地降低背光源的功耗;仿真結果圖像(c)與原始測試圖像(a)相比,整體亮度會有所降低,不影響圖像的顯示質量,但基于動態背光源所顯示的圖像比恒定的背光源能更有效地降低功耗,另外圖像的對比度也有一定的提高。
5 結 論
本文提出了一種基于點陣式LED的動態背光源結構,將單個LED發出的光投射區域限制在散光膜的單一區域,即每個LED只負責液晶部分區域的背光照明。并設計了動態背光源的驅動電路,通過對顯示的畫面進行分析,采用亮度動態控制的方式可以得到不同區域的最佳亮度,同時驅動LED背光達到相應的亮度。本文利用Matlab軟件仿真LED背光源,結果表明采用動態背光源能有效地降低功耗,提高圖像對比度。
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led驅動電路范文4
關鍵詞：LED背光源；Boost拓撲；MCU控制；保護電路；恒流電路；2D＼3D調光電路。
中圖分類號：TN312+.8 文獻標識碼：B
引 言
LED作為液晶電視的背光源在中大尺寸3D電視上的應用越來越廣泛，圖像在液晶面板上的顯示是有順序的，在3D顯示中背光與液晶圖像的同步會呈現出更好的顯示效果。
本文基于Boost及MCU控制，設計一種具有掃描3D功能的側導光LED背光源驅動電路，實現了一路Boost為LED提供驅動電壓和MCU控制多路LED通斷的架構，不但降低了系統成本， 而且不依賴專業芯片，不同路數的LED可以用同一個拓撲驅動，通用性強。
1 系統的構成
掃描式3D電視背光源驅動電路系統的結構如圖1所示。電源板提供一個直流電源進入Boost電路做LED的驅動；MCU為整個系統的控制中心，負責信號的處理；反饋保護采樣電路采樣LED的低壓端電壓并將信號反饋給MCU；恒流及調光模塊接收MCU的控制信號直接作用于LED的低壓端。圖1中LED的串數及每串的顆數都可調整，只要調整Boost電路的參數及選擇相應IO口數目的MCU即可。下面介紹一下系統各模塊工作原理及系統實現過程。
1.1 Boost電路的設計
Boost電路詳圖如圖2所示。Boost做LED燈條恒流時的電壓自適應，用簡單的Boost芯片搭建即可。其中對輸出做一個精度不高的反饋，后續LED燈條正端的電壓細調通過MCU檢測燈條負端來做反饋，電壓的調整則通過Boost芯片Driver的調節占空比來實現的。本Boost芯片的CS腳具有過流保護功能。
1.2 MCU控制器
本設計針對8路LED控制，MCU選擇28引腳閃存單片機：單片機時鐘頻率16MHz、A/D口11個、I/O口25個、定時器2個。整個系統的控制流程如圖3所示：MCU實時抓取前段3D控制控制信號，當3D控制信號為高時，進入3D狀態，通過檢測場同步的上升沿和下降沿來觸發背光第一串燈條的打開，燈條的打開時間及燈條之間打開的時間間隔用兩個定時器作為中斷觸發條件，這樣就可以用掃描的方式分時打開背光，完成背光與圖像的同步；當主板的3D信號為低時，進入2D模式，根據PWM信號對背光進行同步調節。在2D或3D模式下MCU對燈條低壓端進行實時監測，如果觸發保護，則電路被關閉。
1.3 恒流及2D/3D調光電路
LED恒流電路如圖5所示。檢測電阻R7上的電壓，獲取2D與3D兩種狀態下的電流采樣參考電平：R3上的電壓較高時為3D狀態，較低時為2D狀態。運放的輸入端具有虛短的特點，R2上的電平隨即被設定，即R2所允許流過的電流被限定，從而LED的電流設定。當LED電流增大時，R2上的電壓變大，反相輸入端的電平高于同相輸入端的電平，運放輸出低電平，三極管V1的基極電平降低，V1的CE電流減小，從而減小了LED的電流。當LED電流減小時，R2上的電壓變小，反相輸入端的電平低于同相輸入端的電平，運放輸出高電平，三極管V1的基極電平升高，CE電流增大，從而增大LED的電流。如此循環，在動態過程中實現LED電流的恒定。在此過程中無需芯片的控制，電路自動反饋調整電流，實現電流恒定。
2D/3D調光電路如圖4、5所示，VREF為MCU 供電電壓VDD。在2D時，2D/3D IN信號為低電平，MCU芯片做出判斷產生高阻態或低電平兩種狀態。當PWMIN為高時，MCU的PWM1 3D腳輸出高阻態，此時VREF經過串聯電阻R4、R6、R7到地，在R7上產生分壓壓降，LED恒流模塊中的運放同相輸入端獲取R7上的電壓作為LED恒流的參考電平，LED恒流模塊打開LED；當PWMIN為低時，PWM1 3D腳輸出低電平相當于接地，此時VREF經過串聯電阻R4與MCU PWM1 3D腳內的N MOS管到地，此時電阻R7上無壓降，LED恒流模塊中的運放同相輸入端在R7上獲取不到電壓，LED恒流模塊關閉LED，從而實現2D下的調光控制。
在3D時，2D-3D IN信號為高電平，MCU做出判斷采用高電平與低電平兩種狀態輸出。依據外部PWMIN信號的狀態，當PWMIN為高時，MCU的PWM1 3D腳輸出VDD高電平，此時電阻R4串接在兩個VDD電平之間，不產生電流，無壓降，則VDD經過串聯電阻R6、R7到地，由于沒有電阻R4的分壓，將在R7上產生一個較高的壓降，LED恒流模塊中的運放同相輸入端獲取R7上較高的電壓作為LED恒流的3D參考電平，LED恒流模塊打開LED；當PWMIN為低時，PWM1 3D腳輸出低電平相當于接地，此時VREF經過串聯電阻R4與MCU的PWM1 3D腳內的N MOS管到地，此時電阻R7上無壓降，LED自恒流模塊中的運放同相輸入端在R3上獲取不到電壓，恒流模塊關閉LED，從而完成3D下的調光控制。
1.4 反饋保護的實現
燈條保護電路是通過檢測圖5電路R10與R11之間的壓差來實現的。當燈條正端或負端對地短路或開路時，此處的分壓值為零，MCU通過IO口檢測出此處的電壓不正常，給出一個錯誤信號把電源關掉；當燈條正負短路在一起時，此處的電壓過高，MCU同樣能檢測出錯誤信號關掉電源。MCU用作反饋電路也是對R10、R11間的電壓進行檢測，然后對各路檢測結果進行比較得出最小的一路，讓這個最小的與設定值進行比較，如果小于設定值則說明Boost電路輸出的電路電壓過低，那么就調低圖4中MCU FBOUT腳的占空比（MCU是個數字腳），這樣通過圖4 C1的緩沖作用得出一個電壓比較小的值，從而Boost提高輸出電壓；如果檢測到的最小值大于自己設定的值，那么調高MCU占空比，實現實時反饋。
2 實驗結果
實驗樣機2D模式下的工作參數：LED電流130mA，調光頻率200Hz，占空比85%，由圖6可見，電流恒流特征良好。
3D顯示模式下背光電流波形如圖7所示，實現了電流倍增（390mA）。小占空比大電流的情況下，能實現亮度基本不變的條件下在60Hz場同步下實現SG 3D的掃描。
3 結 論
本文設計了一種新型SG 3D側導光LED背光源驅動電路，實現了2D顯示模式下PWM調光及3D顯示模式下掃描方式調光。該系統采用Boost和MCU調光相結合的方式，由于MCU直接對LED進行調光，省掉了專用調光芯片，且由于MCU具有可編程的特點，可以用來作保護電路及反饋電路，簡化了原來的電路，后續維護上只需對程序升級就可實現，不需要重新布PCB。該設計對PIC微控制器在液晶電視LED背光驅動上的應用具有指導性意義。
本文設計了一種新型SG 3D側導光LED背光源驅動電路，實現了2D顯示模式下PWM調光及3D顯示模式下掃描方式調光。該系統采用Boost和MCU調光相結合的方式，由于MCU直接對LED進行調光，省掉了專用調光芯片，且由于MCU具有可編程的特點，可以用來作保護電路及反饋電路，簡化了原來的電路，后續維護上只需對程序升級就可實現，不需要重新布PCB。該設計對PIC微控制器在液晶電視LED背光驅動上的應用具有指導性意義。
參考文獻
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[3] 童詩白，華成英. 模擬電子技術基礎[M]. 北京：高等教育出版社，2001.
led驅動電路范文5
現在的問題是:LED路燈必然具有長壽命嗎?的確,在我國近年來大量的半導體照明工程實踐中,存在不少LED路燈“短命”的現象。譬如,用了不到3個月,路燈就不亮了;有些工程用了僅1個月,路燈就出現故障;極端點的個別案例中,在驗收時就有路燈不亮!上述種種“短命”現象,既給工程承包商和路燈廠商造成經濟損失、商譽損失,也打擊了消費者的信心,同時政府主管部門推廣LED路燈亦承受了較大的壓力。
面對上述消極情況,大家越來越關注這樣一個命題:如何將LED理論上的較長壽命轉化成為現實使用中的長壽命?一個簡明的邏輯是,如果一盞LED路燈在很長時間內不出現問題就可視為具有長壽命。換言之,探討LED路燈可能出現問題的主要因素并加以解決,具有很強的現實意義,對廣大路燈廠商而言尤其如此。
依據大量的實證調查數據,LED路燈出現質量問題的因素較多,有材料問題;有制造問題;有電網電壓問題,有使用環境問題等等,但最主要的因素是:LED驅動電源的質量問題!70%的故障路燈均由此因素導致。
那么,決定LED驅動電源質量好壞(壽命長短)的因素又是什么呢?可歸納為驅動電源所使用的電容器件及電源內部溫度,可用“電容溫度”來表達。
電容溫度=電容溫升+電源溫升+燈具溫升+環境溫升。具體分析如下:
電容溫升:取決于電路設計和電容品質,通常大于5度;
電源溫升:取決于散熱設計及效率,通常大于30度;
燈具溫升:取決于散熱設計及空間大小,通常大于20度;
環境溫升:視應用地域氣候而定,在中國,一般為-35度至+40度。
世界著名電容品牌的電容溫度區間通常為-40度至+105度,但在不同的溫度區間下,電容壽命保證值是不同的,假定設計時電容紋波電流負載值最大使用到85%,則:
電容溫度為65度時的壽命能保證5-8萬小時;
電容溫度為75度時的壽命只能保證約4萬小時;
電容溫度為85度時的壽命只能保證約2萬小時;
電容溫度為95度時的壽命只能保證約1萬小時;
電容溫度為100度以上時的壽命只能保證約4000小時。
依上所述,控制電容溫度至關重要。除了環境溫升屬于客觀自然因素外,誰在電容溫升、電源溫升方面控制得好,并且在燈具溫升控制方面與燈具廠商聯動較好,誰就在LED驅動電源領域立于不敗。
茂碩電源出品的LED智能驅動電源系列產品長期雄霸市場份額龍頭地位,自然有其獨到的品質保障手段,簡述如下:
――采用世界頂級品牌電子元器件。茂碩電源采購的電子元器件100%是世界一流品牌,尤其是電容,采用的是日本原裝品牌,壽命保證1萬小時以上。
――一流研發團隊的軍工專利設計。茂碩LED智能驅動電源效率高,損耗小,電源內部溫升僅為30-50度,工作壽命長達5萬小時以上。
由于LED照明目前還未大規模普及應用,尚處于試點工程階段,對LED驅動電源的需求批量相對較小,并且尚無統一的國家標準,許多電源廠家的設計質量低下,從源頭上就注定了其出品電源的“短命”,即使在應用條件良好的環境中,一般電源廠家的電源壽命亦達不到1萬小時;如果在夏天40度環境溫度下,有許多廠家的電源壽命超不過4000小時。
--作為LED智能驅動電源解決方案的提供商,能在事前為燈具廠商提供最佳的驅動解決方案,幫助燈具廠家攻克電源與燈具配套的難題,進而保障了燈具的質量。
目前的現實是,許多燈具廠家一般在完成LED基板及結構設計后,才去考慮電源的問題,忽略了電源沖擊對芯片的影響,為燈具的光衰減留下隱患。而對于許多中小電源廠商而言,它們不可能有實力為每批數量不大的燈具專門開發不同的電源。這就造成了燈具廠商找不到技術指標和尺寸大小均合適的電源的普遍現象。茂碩電源長期致力于和廣大燈具客戶的互動,針對客戶的不同要求,提供切合實際的應用方案,進而保障了燈具品質,贏得廣大燈具客戶的信賴。
關于深圳茂碩電源
深圳茂碩電源科技股份有限公司位于美麗的中國深圳西麗湖畔――中國深圳市南山區西麗鎮茂碩科技園。公司經過十多年的快速發展,已成為集產品研發、制造、銷售及服務于一體的電源高新技術企業。
led驅動電路范文6
（①海南大學應用科技學院，儋州 571730；②賽迪顧問股份有限公司，北京 100048）
摘要： 提出了一種基于PWM（脈沖寬度調制）控制芯片的小功率LED驅動電源的原理框架。采用FAN7554芯片作為主控制器，設計了一款輸出功率達30W的反激式LED驅動電源，其輸出電壓為33V，輸出電流為0.9A，可為30只功率為1W的LED管采用10串3并混聯方式組成的LED陣列提供驅動電源，并分析所設計LED驅動電源的基本原理。該LED驅動電源經過一系列的電氣測試，并在實際運行中得到比較滿意的結果，具有進入小功率LED照明市場的能力，且對設計高性能、低成本的小功率LED驅動電源具有一定的指導意義。
關鍵詞 ： 脈沖寬度調制；FAN7554；反激式；LED驅動電源
中圖分類號：TN6 文獻標識碼：A 文章編號：1006-4311（2015）17-0104-03
基金項目：海南大學應用科技學院（儋州校區）?；鹳Y助項目（Hyk-1515）。
作者簡介：高家寶（1987-），男，海南樂東人，碩士，助教，研究方向為開關電源電路模型研究及其應用。
0 引言
LED作為新型綠色環保光源，具有亮度高，發光效率高，壽命長以及工作電壓低等特點，具有廣闊的應用前景，但是LED照明中的驅動電路部分卻是目前制約其發展的一個重要瓶頸之一[1-3]。為了LED管穩定的發光，需要設計出LED恒流恒壓驅動電源。本設計利用FAIRCHILD公司的FAN7554作為PWM控制器，設計了一款輸出電壓范圍為33V~37V，輸出電流0.9A的30W LED驅動電源。通過對其EMI（電磁干擾）濾波電路、PWM控制電路、反饋控制電路、反激式變換電路、各種保護功能電路等進行設計和制作，成功地實現了反激式LED驅動電路，該驅動電源具有結構簡單、成本低廉、節能高效和穩定可靠等特點。
1 LED驅動電源的組成
本文設計的LED恒流驅動電路的工作原理框圖如圖1所示。它主要由輸如EMI濾波電路、PWM控制電路、反激變換電路、光耦反饋電路、電流環恒流控制電路、保護電路等組成。交流電輸入經EMI濾波電路及整流濾波電路后，由光耦的反饋信號調整PWM控制電路輸出的脈沖信號寬度，從而對濾波之后的輸入信號大小進行控制調節，再通過反激式變換電路進行電壓變換。以電流型PWM控制芯片FAN7554為控制器件組成的恒流恒壓控制電路，將電流取樣信息和電壓采樣信息分別經電流比較器處理后由光耦反饋至變換級驅動端，實現電流電壓控制調節，最終提供穩定電流和穩定電壓，驅動LED負載。在保護電路方面主要有浪涌保護、欠壓保護、過壓保護和高頻MOS管保護等。
2 LED驅動電源電路設計及原理分析
2.1 核心元件概述
FAIRCHILD公司提供的FAN7554芯片集成了一個固定頻率的電流模式控制器。圖2為FAN7554芯片的內部結構，該芯片具備軟啟動、通斷控制、過載保護、過壓保護、過流保護和欠壓鎖定等功能，這為外圍電路簡單、成本低廉的LED驅動電源電路設計方案提供了所需要的一切。芯片沒有集成高頻MOS管，在設計時需要與獨立高頻MOS管組成實現PWM控制電路，這極大方便了設計者進行調試與維修，這主要是因為設計者一般會對LED驅動電源中的高頻MOS管的PWM信號進行觀察和測試，且LED驅動電源工作時高頻MOS管損壞的概率較大。
圖3為LM358雙運算放大器的引腳功能圖，其內部包括有兩個獨立的、高增益、內部頻率補償的雙運算放大器。LM358的主要特性有：直流電壓增益高達100dB；單位增益頻帶寬約1MHz；單電源電壓范圍寬為3~30V。這些特性決定了LM358適合于LED驅動電源的誤差放大電路的設計。
2.2 基于FAN7554芯片的30W LED驅動電源電路設計
根據LED驅動電路的原理框圖，設計了如圖4所示的基于FAN7554芯片的30W LED恒流恒壓驅動電源的電路原理圖，該驅動電源LED負載采用30只功率為1W的LED管進行10串3并混聯方式組成的LED陣列，組內所有的LED管電壓額定值為33V、電流額定值為0.9A，光功率約為30W，設計要求LED驅動電源效率大于80%，則電源輸入功率約為37.5W。考慮到小功率LED驅動電源對功率因數不做要求，在低成本設計的前提下本設計沒有采用無源功率因數校正電路。
2.3 基于FAN7554芯片的30W LED驅動電源電路原理分析
①LED驅動電路的電源。
LED驅動電源的供電電源是220V/50Hz交流電。
②浪涌保護電路。
采用保險絲F1、負溫度系數的熱敏電阻RY1、RY2、電阻R21、R22和電容C16設計浪涌保護電路。當滿載開機時，C6電壓不能突變，相當于短路，導致輸入電壓很大。而熱敏電阻在冷態時電阻很大，可起到限制輸入浪涌電流的作用。在電源接入端加入防止浪涌保護電路，主要是用來防止由于雷電過電壓和操作過電壓等瞬態過電壓，造成LED驅動電路核心器件的損壞。
③EMI濾噪電路。
采用電感L3、電容C13、C7和C8設計EMI濾噪電路，主要是為了濾除共模和差模噪聲，并提供放電回路。
④整流電路。
采用DB107設計橋式整流電路，將雙相輸入交流電轉換成單相交流電。
⑤前端電感電容復式濾波電路。
采用電容C6、C3和電感L1設計電感電容復式濾波電路，不僅起到過濾噪聲的作用，同時還起到將單相交流電轉換成紋波較小的直流信號的作用。
⑥過壓保護和欠壓保護電路。
FAN7554芯片的電源主要來源于由變壓器T1的6號管腳和1號管腳組成的次級線圈，在芯片電源管腳與模擬地之間反向接入穩壓二極管D9，起到過壓保護作用，從而保證芯片的電源電壓不高于18V。當次級線圈供電不足時，由R2電阻和R5電阻組成的欠壓保護電路，芯片電源直接由整流后的直流電源提供電源，實現了欠壓保護功能，從而保證芯片的電源電壓不低于18V。
⑦高頻MOS管保護電路。
采用電阻R3、電容C2和二極管D6設計高頻MOS管保護電路。當高頻MOS管截止時，如果不是高頻MOS管保護電路為電感所存儲的電磁場能量提供泄放回路，那么電感所存儲的電磁場能量將直接注入高頻MOS管，從而在MOS管上產生過大的電壓應力，甚至損壞MOS管[4，5]。
⑧LED負載電源電路。
在變壓器T1和MOS管完美配合工作下，實現了將輸入電能量耦合至LED負載端和恒壓恒流電路兩部分電路中。LED負載的電能量由變壓器T1的12號管腳和9號管腳組成的次級線圈提供，為了防止負載的電流回流至次級線圈，在次級線圈的12號管腳和LED負載之間正向并聯接入二極管D2和二極管D4。可是為了防止加在D2和D4并聯電路兩端的電壓過大而損壞它們，因此在D2和D4的并聯電路兩端并聯上由R1和C1組成的串聯電路；LED負載端的電感電容復式濾波電路由電容C4、C5、電阻R4和電感L2組成，不僅起到濾除噪聲的作用，而且還起到了將單相交流電轉換為紋波較小的直流電的作用。
⑨反饋控制電路。
為了實現穩定的LED驅動電源，加入了電壓采樣和電流采樣電路，通過LM358雙運放將所采樣的電壓值、電流值與相應的基準電壓值、基準電流值相比較后轉換為誤差量，該誤差量通過光耦器件PC817反饋至FAN7554芯片的反饋管腳達到調整高頻MOS管脈沖寬度的目的，從而實現對LED負載的輸出電壓、電流調節[6，7]。
3 總結
本文提出了一種基于PWM控制芯片的小功率LED恒流恒壓驅動電源的電路架構，并利用FAIRCHILD公司的PWM芯片FAN7554作為主控制器，設計了一款功率達30W的反激式LED驅動電源，其輸出電壓為33V，輸出電流為0.9A，可為30只功率為1W的LED管采用10串3并混聯方式組成的LED陣列提供驅動電源。通過對其EMI（電磁干擾）濾波電路、PWM控制電路、反饋控制電路、反激式變換電路、各種保護功能電路等進行設計和測試，通過對其EMI（電磁干擾）濾波電路、PWM控制電路、反饋控制電路、反激式變換電路、各種保護功能電路等進行設計和測試，結果表明其恒流效果好，輸出電壓紋波低，成功實現了該反激式LED驅動電源，這對設計高性能、低成本的小功率LED驅動電源具有一定的指導意義。
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