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電源電路的設計范文1
關鍵詞：機內通話器（機通）；電源濾波；阻流圈；干擾
中圖分類號：U652.7+4 文獻標識碼：A
1 概述
我國CA313直升機配置的機通，是在國外某型機通的基礎上改進設計的，通過了適航要求的各項試驗。民用航空設備的試驗應力高于軍用載機設備，在進行“音頻傳導敏感性-電源輸入（閉路試驗）”這項電磁兼容試驗時，機通耳機中有較大的干擾噪聲，通過理論分析改進了電源濾波電路設計，順利通過了此項試驗。
2 試驗過程及電路分析
2.1 音頻傳導敏感性-電源輸入試驗的電路及要求
試驗目的是考核裝機設備能否耐受通常預期幅值的頻率分量和在此環境應力下機通的工作狀態（通話）是否正常。試驗電路連接圖見圖1。
圖1中V監視干擾信號的有效值幅值。圖2是向機通的工作電源施加要求的頻率和交流干擾電壓信號的電路圖，干擾信號頻率范圍是200Hz～15KHz，信號源掃描步進是30個頻率點/10倍頻。
2.2 試驗要求
2.2.1 在干擾環境應力下，用耳機話筒組監聽，應通話不中斷、干擾聲不能影響通話效果。
2.2.2 用電壓表分別測試1、2號位耳機+ 、-輸出端的干擾信號（有效幅值），應≤6.5mV。
注：人耳一般在耳機輸出3mV以上即可感受到噪聲，超過8mV為敏感噪聲干擾。
2.3 試驗情況和電路分析
在試驗中，給機通加電用耳機話筒組在1、2號位監聽，有較大的噪聲。用電壓表測試1、2號位的耳機+、-輸出端的交流干擾信號均為23mV。
由于試驗干擾應力是施加在機通的工作電源上，說明機通內部的電源濾波效果不理想，未能有效的濾除干擾雜波。機通電源濾波電路見圖4：
機通接口有28V-1、28V-2兩路電源，是外部供電系統提供的，通過機通內部的阻流圈及電容組成的濾波電路抑制低頻干擾雜波。以400Hz交流干擾信號為例，進行試驗、分析。
圖4中L1、C1及L2、C2組成諧振回路，L3、C3及L4、C4組成濾波網絡，其中C3=C4=400uF起主要的濾波作用，其容抗值為1Ω，實測A和B點的噪聲幅值（有效值）均為50mV，所以i3=i4=50mA。L1、C1及L2、C2為對稱電路設計，并且L1=L2=0.08H，C1=C2。L1、C1對交流噪聲諧振時，i1=i2兩諧振回路的直流電阻為0.1Ω。對于100mV的交流噪聲，i1=i2= 0.1A。注入a點的電流為ia=i1=i2=i3=i4=0.4A。設c點與a點間地線阻抗為0.05Ω，ia使c點地電位比a點的電位高出20mV。此值與機殼地b點為參考點，在音頻地c點測出的交流噪聲幅值也是20mV。由于兩個諧振回路的存在，使地線上交流噪聲增大。
通過以上分析，兩個諧振電路是造成電源濾波效果差的主要原因，將C1、C2電容對地斷開，經測試音頻地a與機殼地之間的交流噪聲變為0.4mV，干擾幅值大大降低。
將設計電路改進后，重新進行“音頻傳導敏感性-電源輸入”試驗，從耳機中監聽噪聲不敏感，測試耳機輸出端的噪聲電壓為4.1mV，順利通過了試驗。機通交付用戶后裝機試飛未反映噪聲干擾問題。
3 電源濾波電路效果的鑒別方法
機通的工作電流一般小于1.5A，為弱電、低頻工作設備，且接聯設備多，在復雜的電磁兼容環境中易敏感、易擾，尤其是電源。將電源凈化后再給機通的放大電路供電，是最有效、最直接的抑制干擾的方法。但是如何設計電源濾波電路，選擇阻流圈，是濾波電路設計的關鍵問題，可通過以下試驗確定電路設計是否合理，阻流圈是否有效。測試電路見圖5。
圖5中F、D端接信號發生器，輸出交流干擾信號，有效值為1.5V、頻率見表1，C是隔直電容；E、D端是給機通供電的直流電源，輸出工作電流2A，L是保護電感，還起隔斷交流信號的作用；L1是測試件與C1組成濾波電路，RP1是負載，調節阻抗使電路電流為2A，電壓表監測通過濾波電路后負載兩端的交流信號幅值（干擾信號）。不同型號的阻流圈測試記錄見表1.
通過以上試驗可有效選擇濾波效果好的阻流圈器件，該器件是電源濾波電路的關鍵器件，選擇好可縮短產品研制周期，降低試驗費用，節省產品研制成本。
結語
通過改進電源濾波電路，產品完成了電磁兼容試驗，裝機后產品能適應復雜的電磁兼容環境，說明有效的電源濾波電路能提高機通自身的抗干擾能力。使用合理的電源濾波電路，選擇濾波阻流圈是關鍵，這對提升產品的電磁兼容適應性很重要。
電源電路的設計范文2
引言
TOPSwitch是美國功率集成公司（PI）于20世紀90年代中期推出的新型高頻開關電源芯片，是三端離線PWM開關（Three?terminalofflinePWMSwitch）的縮寫。它將開關電源中最重要的兩個部分——PWM控制集成電路和功率開關管MOSFET集成在一塊芯片上，構成PWM/MOSFET合二為一集成芯片，使外部電路簡化，其工作頻率高達100kHz，交流輸入電壓85～265V，AC/DC轉換效率高達90％。對200W以下的開關電源，采用TOPSwitch作為主功率器件與其他電路相比，體積小、重量輕，自我保護功能齊全，從而降低了開關電源設計的復雜性，是一種簡捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）設計方案。
TOPSwitch系列可在降壓型，升壓型，正激式和反激式等變換電路中使用。但是，在現有的參考文獻以及PI公司提供的設計手冊中，所介紹的都是用TOPSwitch制作單端反激式開關電源的設計方法。反激式變換器一般有兩種工作方式：完全能量轉換（電感電流不連續）和不完全能量轉換（電感電流連續）。這兩種工作方式的小信號傳遞函數是截然不同的，動態分析時要做不同的處理。實際上當變換器輸入電壓在一個較大范圍發生變化，和（或者）負載電流在較大范圍內變化時，必然跨越兩種工作方式，因此，常要求反激式變換器在完全能量和不完全能量轉換方式下都能穩定工作。但是，要求同一個電路能實現從一種工作方式轉變為另一種工作方式，在設計上是較為困難的。而且，作為單片開關電源的核心部件高頻變壓器的設計，由于反激式變換器中的變壓器兼有儲能、限流、隔離的作用，在設計上要比正激式變換器中的高頻變壓器困難，對于初學者來說很難掌握。筆者采用TOP225Y設計了一種單端正激式開關電源電路，實驗證明該電路是切實可行的。下面介紹其工作原理與設計方法，以供探討。
1 TOPSwitch系列應用于單端正激變換器中存在的問題
TOPSwitch的交流輸入電壓范圍為85～265V，最大電壓應力≤700V，這個耐壓值對于輸入最大直流電壓Vmax=265×1.4=371V是足夠的,但應用在一般的單端正激變換器中卻存在問題。
圖1是典型的單端正激變換器電路，設計時通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激變換器工作過程,TOPSwitch關斷期間，變壓器初級的勵磁能量通過NS，D1，E續流（泄放）。此時，TOPSwitch承受的最大電壓為
VDSmax≥2E=2Vmax=742V （1）
大于TOPSwitch所能承受的最大電壓應力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激變換器中使用。
2 TOPSwitch在單端正激變換器中的應用
由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型單端正激變換器中應用的關鍵問題，是其在關斷期間所承受的電壓應力超過了允許值，如果能降低關斷期間的電壓應力，使它小于700V，則TOPSwitch仍可在單端正激變換器中應用。
2.1 電路結構及工作原理
本文提出的TOPSwitch的單端正激變換器拓撲結構如圖1所示。它與典型的單端正激變換器電路結構完全相同,只是變壓器的去磁繞組的匝數為初級繞組匝數的2倍,即NS=2NP。
TOPSwitch關斷時的等效電路如圖2所示。
若NS與NP是緊耦合，則，即
VNP=1/2VNS=1/2E （2）
VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371
=556.5V<700V （3）
2.2最大工作占空比分析
按NP繞組每個開關周期正負V·s平衡原理，有
VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T] （4）
式中：VNPon為TOPSwitch開通時變壓器初級電壓，VNPon=E；
VNPoff為TOPSwitch關斷時變壓器初級電壓，VNPoff=（1/2）E。
解式（4）得
Dmax=1/3 （5）
為保險，取Dmax≤30％
2.3去磁繞組電流分析
改變了去磁繞組與初級繞組的匝比后，變壓器初級繞組仍應該滿足A·s平衡，初級繞組最大勵磁電流為
im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT （6）
式中：Lm為初級繞組勵磁電感。
當im(t)=Ism時，B=Bmax，H=Hmax，則去磁電流最大值為
Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm (7)
式中：lc為磁路長度；
Ipm為初級電流的峰值。
根據圖2（b）去磁電流的波形可以得到去磁電流的平均值和去磁電流的有效值Is分別為
下面討論當NP=NS，Dmax=0.5與NP=NS，Dmax=0.3時的去磁電流的平均值和有效值。設上述兩種情況下的Hmax或Bmax相等，即兩種情況下勵磁繞組的安匝數相等，則有
Im1NP1=Im2NP2 （10）
式中：NP1為Dmax=0.5時的勵磁繞組匝數；
NP2為Dmax=0.3時的勵磁繞組匝數；
設Lm1及Lm2分別為Dmax=0.5和Dmax=0.3時的初級繞組勵磁電感，則有
Im1=E/Lm1×0.5T為Dmax=0.5時的初級勵磁電流；
Im2=E/Lm2×0.3T為Dmax=0.3時的初級勵磁電流。
由式（10）及Lm1，Lm2分別與NP12，NP22成正比，可得兩種情況下的勵磁繞組匝數之比為
(NP1)/(NP2)=0.5/0.3
及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5 (12)
當NS1=NP1時和NS2=2NP2時去磁電流最大值分別為
Ism1=Im1=Im （13）
Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im （14）
將式（10）～（14）有關參數代入式（8）～（9）可得到，當Dmax=0.5時和Dmax=0.3時的去磁電流平均值及與有效值Is1及Is2分別為
Is1=1/4Im ImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）
Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）
從計算結果可知，采用NS=2NP設計的去磁繞組的電流平均值或有效值要大于NS=NP設計的去磁繞組的電流值。因此，在選擇去磁繞組的線徑時要注意。
3 高頻變壓器設計
由于外圍電路元件少,該電源設計的關鍵是高頻變壓器,下面給出其設計方法。
3.1 磁芯的選擇
按照輸出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高頻變壓器考慮6％的余量，則輸出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根據輸出功率選擇磁芯，實際選取能輸出25W功率的磁芯，根據有關設計手冊選用EI25，查表可得該磁芯的有效截面積Ae=0.42cm2。
3.2 工作磁感應強度ΔB的選擇
ΔB=0.5BS，BS為磁芯的飽和磁感應強度，由于鐵氧體的BS為0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。
3.3 初級繞組匝數NP的選取
選開關頻率f=100kHz（T=10μs），按交流輸入電壓為最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3計算則
取NP=53匝。
3.4 去磁繞組匝數NS的選取
取NS=2NP=106匝。
3.5 次級匝數NT的選取
輸出電壓要考慮整流二極管及繞組的壓降，設輸出電流為2A時的線路壓降為7％，則空載輸出電壓VO0≈16V。
取NT=24匝。
3.6 偏置繞組匝數NB的選取
取偏置電壓為9V，根據變壓器次級伏匝數相等的原則，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。
3.7 TOPSwitch電流額定值ICN的選取
平均輸入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax時的輸入功率應為平均輸入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，則IC=0.85A，為了可靠并考慮調整電感量時電流不可避免的失控，實際選擇的TOPSwitch電流額定值至少是兩倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我們選擇ILIMIT=2A的TOP225Y。
4 實驗指標及主要波形
輸入AC220V，頻率50Hz，輸出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作頻率100kHz，圖3及圖4是實驗中的主要波形。
圖3中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是輸入直流電壓E波形，由圖可知VDS=1.5E；圖4中的1是開關管漏源電壓VDS波形，2是去磁繞組電流is波形，實驗結果與理論分析是完全吻合的。
電源電路的設計范文3
關鍵詞：智能；控制；電路；電壓
1 智能垃圾桶硬件電路框架
智能垃圾桶硬件電路框架如圖1所示，Zigbee無線接收控制命令，CC2530控制電機、吸塵器、垃圾桶開關蓋。超聲波傳感器檢測前方障礙物、下方懸崖，智能躲避，異味傳感器檢測垃圾桶內有害氣體，如果有異味報警提醒?？紤]到節約電能和傳感器及電機等用電設備不一樣，電源也分為LDO、開關電源兩種，LDO電源負責傳感器、報警提示供電，開關電源給MCU、電機等其他設備供電。
2 智能垃圾桶硬件電路的設計
2.1 CC2530最小系統及Zigbee無線通訊
CC2530集成了51單片機內核，網絡節點最多可以連接255個，每個的通信距離在60-100米左右。Zigbee協調器通過USB接口連接電腦，電腦發送控制命令控制網絡里的節點工作。CC2530既是單片機也是Zigbee無線通訊芯片。如圖2 CC2530是有倆個晶振為它提供時鐘信號，CC2530的系統時鐘system clock可選擇外部32MHz crystal oscillator，或者內部自帶的16MHz RC oscillator，但是RF工作時必須選擇32MHz crystal oscillator。如圖3所示CC2530的復位只需把RESET接負極。
2.2 電源電路
智能垃圾桶用電情況如下：MCU功率：1W，倆臺電機功率：12W，垃圾桶蓋功率：2W，吸塵器功率：5W，異味傳感器功率：1W，超聲波傳感器功率：1W，總功率：22W。
根據以上計算智能垃圾桶平臺需要12V、5000mAh鋰電池供電，為合理配置用電，電源分為LDO電源和開關電源兩部分供電。LDO電源電路如圖4所示，負責給報警提醒、異味傳感器、超聲波傳感器供電。開關電源本文不作詳細介紹，開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。
2.3 電機驅動電路
電機為可調速直流減速電機，電機驅動使用BTS7960B，BTS7960是NovalithIC家族三個獨立的芯片的一部分：一是p型通道的高電位場效應晶體管，二是一個n型通道的低電位場效應晶體管，結合一個驅動晶片，形成一個完全整合的高電流半橋。如圖5所示。
BTS7960B參數：輸入電壓：7.2V-20V，輸出電流：0-68A。
2.4 垃圾桶蓋開關驅動電路
電機為直流減速電機，電機驅動使用LM298，L298是SGS公司的產品，比較常見的是15腳Multiwatt封裝的L298N，內部同樣包含4通道邏輯驅動電路。可以方便的驅動兩個直流電機，或一個兩相步進電機。如圖6所示。
LM298參數：輸入電壓：5V-35V，輸出電流：2A（MAX單橋），最大功率：25W。
2.5 吸塵器開關驅動電路
吸塵器是高速旋轉電動機，MCU控制達林頓驅動繼電器，實現吸塵器電源的通斷。如圖7所示。
繼電器參數：驅動電壓：5V，導通電壓：220V（交流）。
3 體感手勢控制平臺技術展望
體感手勢控制智能應用平臺是一開放性的巨大平臺，上述開發的“智能垃圾桶”可通過人的手勢姿態控制其作業，在清潔工作時給人愉悅的智能體驗，此則改變人們對家居清潔的方式。
基于上述“體感手勢控制智能移動平臺”，將可以開發出更多的智能應用。例如：基于體感手勢控制的智能醫療平臺、基于體感手勢控制的智能交通平臺、基于體感手勢控制的軍事應用平臺等。智能機器慢慢貼近人們的生活，改善和豐富人們的生活不再是遙不可及的海市蜃樓。未來，人們將用最自然的方式，自然的動作與機器對話。
參考文獻
[1]陳一明，張云華.基于手勢識別的機器人人機交互技術研究[J].機器人.2009.31（4）：341-356.
電源電路的設計范文4
開關電源在整個控制電源系統中屬于一個控制核心，目前，其在生產生活中的應用已經越來越廣泛，實現了普及。近年來，能源慢慢走向枯竭，大家開始提出綠色節能的理念，希望在該理念指導下進行能源利用，這也給電源行業帶來了新的變革。
一、開關電源技術的高頻化發展
20世紀70年代以后，系統電力電子理論開始確立，給開關電源技術發展打下了較好的理論基礎。開關電源開始應用階段，其開關頻率相對較低，可靠性有待提高，且表現出功率密度低等不足。面對這種情況，開關穩壓電源設計也不斷進行改善，不斷縮小其具體體積以及實際重量，盡可能地減少其功耗，促進其功率的大幅提高，獲得更好的工作可靠性，為其實際使用以及維護提供了更大的集成化可能。現階段，現代開關電源技術在發展上呈現出高頻化趨勢。
電子裝置要想實現小型化發展，逐步走向輕量化道路，首先必須要實現電源小型化，因為電源在整個電子裝置中占據著重要地位，開關電源要想實現小型化，第一步就是要促使開關電源走向高頻化。開關電源只有不斷提高其工作頻率，才能夠有效減少高頻變壓器實際體積，并且為濾波電容實際體積的縮小提供可能，盡可能增加其功率密度，保證其動態響應進一步優化。然而，高頻化過程中也存在一些不可避免的問題，開關具體頻率提升之后，其功率開關元件在實際損耗上會出現增加，無源元件也會出現更嚴重的損耗，導致高頻電磁出現干擾現象。
二、開關電源技術的軟開關技術
現代電力電子技術發展應用過程中，軟開關變換器屬于一大熱點。因為傳統開關電源選擇的是硬開關技術，其在導通以及關斷時會出現較明顯的電壓，引發較大幅度的電流變化，導致大量電磁干擾的出現，造成開關管壽命出現減小。開關損耗情況會因為工作頻率的變化而發生變化，如果工作頻率出現增加，其損耗也會隨之變多，而開關電源內部的各種元件也會隨之出現較嚴重的損耗。硬開關技術無法滿足越來越高的開關技術發展需要，不利于促進開關電源的小型化發展，也不利于促使開關電源更好地實現高頻化。因此，我們必須要不斷完善頻率調控策略，通過這種方式優化功率管實際開關條件，這就要求發展軟開關技術。軟開關技術的在開關通訊電源電路設計中的應用能夠促進開關穩壓電源整體性能的提升，提高其具體工作頻率，加快其轉換效率，從而更好地促進輸出電流的增加，同時減少電磁干擾。
三、傳統高頻開關電源結構
傳統高頻開關電源在具體結構上如圖1所示。根據圖1我們可以知道，傳統高頻開關電源除了包括濾波整流電路、高頻變換器以及輸出整流濾波電路外，采樣及控制電路、輔助電源電力以及硬件保護電路均屬于其重要構成部分。現階段，國外相當一部分大功率開關電源均選擇源功率因數校正技術進行應用，針對開關電源進行輸入處理的過程中專門設計相應的有功率因數校正電路板。針對生產生活中的電源產品，高頻開關電源對附近設備會產生一定的電磁干擾。另外，為了促進功率因數的增加，盡量避免開關電源輸入電流發生畸變，以免干擾電網運行，應在電網以及開關電源輸入之間加用功率因數校正技術。功率因數校正電路的應用不但能夠促進開關電源在輸入功率因數方面得到提高，而且能夠實現對本機干擾信號的有效阻止，以免其干擾整個電網運行。
四、數字開關通信電源電路及其實現
傳統開關電源由于工作原理以及控制方式等方面存在缺陷，其功能相對比較單一，針對開關電源具體控制，選擇模擬調節的方式來開展，這種做法會導致開關電源產品無法在新應用領域進一步推廣。數字開關電源在應用過程經數字控制的方式來針對開關電源的輸出調節功能進行控制，并且控制其軟啟動停止等操作。開關電源具體工作實際上就是功率器件針對控制脈沖進行調制的過程，在此過程中，功率管脈沖對于控制信號的調制屬于重中之重。綜合分析脈沖調制信號在實際產生方式上的差異，可以將數字開關電源具體實現方式劃分為兩種模式，第一種是直接控制模式，第二種是間接控制模式。直接控制模式主要是借助微處理器針對軟件方式的驅動脈沖進行輸出，而主控制其按照輸出的AD采樣值，借助相應的軟件措施針對控制脈沖開展調制處理。另外主控制器必須要針對不同的檢測電路進行實時觀察，了解電源的具體工作狀態，同時促進軟件以及硬件的有效結合，實現對電路的有效保護。直接控制在具體實現方式上相對比較靈活，該模式能夠在各種控制策略下進行應用，然而，直接控制模式仍存在一些缺陷和不足，表現在以下幾個方面：
其一，直接控制對于主控芯片具備極高的性能要求，其脈寬調制波相對比較復雜，必須要通過高級定時器發揮相應功能，并通過各種復雜的中斷程序來做支撐，才能夠實現應用。
其二，其定時器中斷相對較頻繁，導致程序在具體執行效率上無法得到提高，造成系統可擴展性處于較低水平。
其三，微控制器針對電平進行輸出的過程中無法實現對功率開關管的直接驅動，而必須要通過控制信號電平完成轉換。
其四，硬件保護在具體實現上相對較復雜，不利于提高系統的運行可靠性。
與直接控制模式相對應的是間接控制模式，該模式針對反饋電路以及控制電路開展模擬電路設計，脈沖調制模塊通過專用集成數字電源芯片開展相關調制工作。脈沖調制模塊可以綜合分析控制系統相關給定信號，研究具體的輸出采樣電路反饋信號，將兩者進行有效比價，同時實現對控制脈沖的自動化調制，通過這種方式促進主電路的自動閉環運行。
近年來，開關電源芯片不斷走向集成化發展道路，專用開關電源控制芯片一般具備軟啟動功能，電路保護功能以及故障檢測功能，能夠進一步提高系統可靠程度。此外，集成化能夠為微處理器創造控制接口，有利于實現對開關電源的有效控制，進一步拓展其具體功能。在集成化模式下，控制電路通常需要針對數字進行給定，負責控制軟啟動停止，并且需要完成數據采集、數據顯示以及開關電源通信等任務。采用間接控制模式時，其反饋回路的具體設計情況直接影響電源產品的實際功能以及整體性能狀況。站在產品維護性視角上看，實際高頻開關電源產品中大部分選擇間接控制模式進行應用，而直接控制模式一般應用在對不同控制策略的探索以及研究過程中。
因為開關電源的高頻率，其余開關電源的控制技術也慢慢走向數字化方向，數字式開關通信電源一般采用間接控制模式，其反饋回路的具體設計情況直接影響電源產品的實際功能以及整體性能狀況。本次研究中采用的數字式開關通信電源在工作頻率上為200kHz，交流輸入電壓為(AC220V、AC110V);直流輸出電壓(DC48V、DC24V、DC15V、DC12V、DC5V)。間接控制模式下的數字式智能型開關通信電源在具體結構上如圖2所示。該結構中，硬件電路除了包括主功率板、控制板以及隔離驅動板之外，還包括反饋信號以及保護信號電路。因為市面上并不一定可以找到合適的大功率磁芯，該結構中主電路高頻變壓器選擇4個小型高頻變壓器進行應用，通過原邊串聯副邊并聯的模式來滿足大電流在輸出方面的具體設計要求。該結構圖中，TV代表著霍爾電壓傳感器，TA則代表著電流傳感器，主要針對主電路輸入電流、高頻變壓器副邊整流電流以及總輸出電壓等開展檢測工作，本電源選擇PT100熱敏電阻針對IGBT的具體溫度進行檢測。
該電源系統中，選擇STM32F 103ZET6 芯片作為主控制其的芯片，借助多通道高速AD轉換器實現對傳感器輸出信號的有效采樣。采樣結果能夠發揮良好的電路保護作用。用戶可以借助觸摸以及計算機實現對輸出的具體設定，針對輸出反饋信號以及用戶給定信號兩者間開展對比，獲取偏差信號，通過選擇增量式數字PI調節器算法開展相關調節工作。針對控制量，經過STM32片的DAC將其輸出到UCC3895的誤差放大器同向輸入端中。UCC3895專用電源芯片綜合分析誤差放大器實際輸入信號，實現對脈沖寬度的自動化調整，通過這種方式針對輸出電壓電流進行自動化閉環調節處理。輸出總電流檢測信號連接UCC3895電流傳感端CS，為電源主電路開關管提供良好的過流保護。如果發現緊急情況，電源主控制器可以針對UCC3895的SS/DISS管腳進行靈活控制，促使其實現軟停止，從而為開關電源提供有效保護。
總而言之，傳統開關電源在成本上相對較低，技術相對較成熟，開放周期相對較短，但是其在狀態顯示方面相對較弱，不具備通信功能或者通信功能較差，輸出范圍有待加大。本次研究中設計的數字式智能型高頻開關通信電源能夠克服傳統的上述劣勢，充分顯示了軟開關技術以及高頻開關技術在開關發展過程中的積極作用，實踐證明，該開關通信電路在可行性上相對較高，能夠促進開關電源高效、安全地工作，值得推廣應用。
電源電路的設計范文5
3.1 基本理論
常用的開關電壓電源未補償的開環傳遞函數Tu可分為單極點和雙極點兩種，對于單極點一般采用PI（比例積分）補償，雙極點一般采用PID（比例積分微分）補償。也可以大致理解為電流型控制的采用PI補償，電壓型控制的采用PID補償。
PI補償可以用如下電路實現：
WL=1/(R2C2) Wp=1/(R2C1) Gc=R2/R1 (C2>>C1)
Gc是比例因子；零點WL引入積分，當頻率小于WL，增益增加，直流增益提高，意味著穩壓精度提高；極點Wp使高頻的干擾信號迅速衰減。需要注意的是上面的等式是在C2>>C1的假設下得到的，實際選擇反饋參數時要注意滿足這個條件。
PID補償可以采用如下方式：
若R1>>R3，C2>>C1，有：
為在fc點獲得θ的超前補償，有：
fL使低頻增益加大，提高穩壓精度；fz引入相位超前補償，增加相位裕度；fp1、fp2使高頻干擾衰減。注意滿足：R1>>R3，C2>>C1。
3.2補償網絡設計實例
畫出Tu的Bode圖之后，就可以設計補償網絡了。下面對幾個實際電路進行分析。
3.2.1 非隔離的電壓型BUCK（TPS40007）
輸入5.5V，輸出3.3V/5A，開關頻率fs=300kHz。按照TPS40007的內部結構，鋸齒波的幅值是Vm=0.9V，所以控制電壓Vc到占空比D的傳遞函數Gain=1/Vm。補償網絡的設計步驟如下：
/psimu/ZXTJ/TJ6700/small signal 3V
第一步：去掉補償網絡，對控制電壓Vc（即補償網絡的輸出）進行直流掃描，找到使Vo=3.3V時的Vc值，將Vc的直流分量設為次值，即設置了電路的靜態工作點。
第二步：對Vc進行交流掃描，得到未補償的Vc到Vo的傳遞函數Tu。Tu的直流增益為15.7dB，交越頻率為10.5kHz。
第三步：設計補償網絡參數。由于是電壓型控制，所以采用PID補償。設補償后的交越頻率fc=20kHz，在fc處得到60°的相位補償；而Tu在fc處的增益是dbGc=-12.38；設置極點fp2=180kHz以抑制高頻干擾；R1=36K。按上述參數得到補償網絡的反饋參數：R2=40K（取39k）， C2=7.4nF（取4.7nF），C1=53pF（取47pF），R3=1k， C3=820pF（取1nF）。
仿真結果：fc=24.7kHz， 相位裕度φm=43°。下面是實測的環路BODE 圖。
實測的交越頻率及相位裕度都比仿真的大些，這是由于頻率高了以后，電路的分布參數影響的結果。
3.2.2 隔離的電流型BUCK（TDA16888）
輸入400Vdc，輸出54V/5A，開關頻率fs=100kHz。
/psimu/zx500W/main/small signal1
為便于補償網絡的設計，將光藕部分也歸入未補償的傳遞函數Tu，即：只將補償網絡分開。那么Tu是光藕的輸入Vc（補償網絡運放的輸出）到輸出Vo的傳遞函數。
補償斜率mva的計算：芯片15腳的外接電容100pF，通過內部的10K電阻充電，時間常數只有1us，電源的開關頻率是100kHz，在電流信號與Vc比較的瞬間，外接電容已經基本充滿了電，對斜率補償沒有多大影響，實際上此處電容的作用只是消除電流檢測波形前端的尖峰。對環路特性有影響的斜率是指鋸齒波與Vc比較時的斜率。TDA16888芯片內部是將電流檢測信號放大了5倍，即加在電流鋸齒波信號上的補償斜率是電流信號本身斜率的4倍。根據實際電路結構，可以算出在變壓器原邊檢流電阻上的電流信號（實際是電壓信號）的斜率：
輸入電壓Vi=400V，變壓器變比n=2.875，輸出電感Lo=200uH，輸出電壓Vo=54V，輸出電感電流的上升斜率mi=(Vi/n-Vo)/Lo=0.425A/us，折合到原邊，電流上升斜率mip=mi/n=0.148A/us，在檢流電阻上的電壓上升率mv=mip*Rs(0.22)=0.0325V/us=32.5K V/s，也可以通過仿真直接得到電流斜率。由此得到補償斜率mva=4*mv=130K V/s。
V9是芯片內部的壓降。
第一步：先得到Vc到Vo的傳遞函數Tu。方法是對Vc進行DC掃描，得到使輸出電壓為Vo時的Vc值，從而確定了電路的工作點（Bias point）。設定Vc的直流分量為工作點的值，然后進行AC掃描，得到Tu：DC增益32.84dB、轉折頻率fo=23.6Hz。
第二步：確定補償網絡的形式。因為是電流型控制，可以采用PI補償。補償前Tu的直流增益dbTuo=32.84dB，Tu的轉折頻率fo=23.57Hz，Tu的交越頻率fc’=1kHz。為提高系統的動態響應，將補償后的fc提高到2kHz（由于光藕的帶寬只有10kHz左右，所以在有光藕隔離的場合，很難將交越頻率提得很高）；為提高穩壓精度，加入零點fL=fc/10；為抑制高頻干擾，加入極點fp=10*fc；在確定R1=33k后，可以算出反饋網絡的參數：R2=64k C2=12nF C1=120pF
第三步：將補償網絡加入環路中，此時得到的電路就和實際的一樣了。進行偏置點掃描（biaos point swip），得到電路各點的電壓，與實際的測試結果比較，保證電路的參數設計合適，比如可以看看光藕的If是否合適。將環路中各器件設計到合適的工作點是保證電路在各種環境下穩定工作及長的工作壽命的前提。注意：補償網絡的參數不會影響電路的靜態工作點。確定環路的靜態工作點后，加入Lf、Cf及Vsti進行AC掃描，得到整個系統補償后的開環傳遞函數T。
在上述仿真電路中，電感Lf很大，對直流信號相當于短路，所以不會影響整個環路的靜態工作點，Lf對交流信號來說相當于開路，所以仿真出的T是開環傳遞函數；Cf也很大，對激勵源Vsti來說相當于短路，從而引入激勵信號，Cf對直流信號相當于開路，Vsti的任何直流分量不會影響環路的靜態工作點。
從仿真結果可以看出，交越頻率fc處的相位裕度φm=66°，且頻率低于fc的最低相位裕度也有36°，所以系統是穩定的。下面是實測的開環Bode圖。
3.2.3 帶前饋的電壓型隔離BUCK（LM5025）
輸入48V，輸出3.3V/40A，LM5025控制器，開關頻率fs=280kHz，下圖是實際電路參數，可以看出測試結果與仿真結果很相似，表示所建的仿真模型準確度是可以信賴的！
LM5025-2
下面對此電路按上面的方法重新設計補償網絡。
首先，將補償網絡移出，畫出從光藕輸入到Vo的未補償傳遞函數Tu。C8、C9、C6、R12不要，R6及Vr1是芯片內部參數，需保留。
從仿真結果可以看出，Tu的直流增益很小，只有-0.44dB。原因是光藕的電阻R5接到了輸出Vo，從而降低了Vo對Vc的增益。若將R5接到一個固定電平VCC上，則整個增益增加了，Tu的直流增益增加到25.6dB！以此為基礎進行補償網絡設計。由于是電壓型控制，所以采用PID補償。由于本電源的開關頻率很高，達fs=280kHz，若沒有光藕隔離限制，補償后的交越頻率可取fc=0.2*fs=56kHz，但由于光藕的帶寬只有10kHz左右，且光藕引入的相位滯后在5kHz 以后急劇增加，所以為了得到盡可能大的帶寬，首先應對光藕進行適當補償以拓展其帶寬。此處在光藕的輸出加入RC零點。設補償后的交越頻率為fc=20kHz，Tu在fc處的增益dbGc=-8.67dB，希望在fc處得到60°的相位補償，設置極點fp2=180kHz以抑制高頻干擾，R1=100k//56k=35.9k，計算得到補償網絡如下：
補償后帶寬20kHz，相位裕度30°。仿真得到的相位裕度往往小于預期的值，這是由于補償網絡的運放及未完全補償的光藕造成的。
3.2.4 準諧振Flyback（UCC28600）
220Vac輸入、28V/2.3A輸出，光藕+TL431反饋。
UCC28600
先把補償網絡去掉，計算未補償的Vc到Vo的傳遞函數Tu，由于光藕直接接到輸出，所以Tu的直流增益很低。
下面是實測的環路BODE圖，可見仿真結果與實測符合得很好。
電源電路的設計范文6
【關鍵詞】LED驅動電源；功率因數校正；半橋LLC諧振變換器；PLC810PG
Design of A High Power Factor and High-Power
Power Supply to Drive LED Lights
SHI Hong-wei Zhu Zheng-yu Shejie
（Jiangyin Polytechnic College，Jiangyin 214433，Jiangsu，China）
Abstract：With the development status of LED power supply，this article introduces a programme in the case of high power for LED lights.The article introduces a design of half-bridge LLC resonant based on PLC810PG for LED lights switching power supply.This design realizes factor correction and improved work efficiency by soft switching.In the article，the main circuit and control circuit are designed in theory and the related circuit parameters are estimated.Finally experimental studies show that the system design is feasible and the basic performance to meet design requirements.
Key words：LED power supply；power factor correction；half-bridge LLC resonant circuits；PLC810PG
引言
LED（light emitting diode）具有發光效率高、功耗小、壽命長、光污染小、光線質量高等優點，已在各個領域得到廣泛應用。近些年隨著大功率的LED發光技術的升級，大功率的白光LED越來越多的被應用于通用照明領域。可以說，作為新一代光源，LED的應用已經成為照明的發展方向。目前LED應用的熱點之一是LED的道路照明。
LED路燈的電源控制和驅動系統是保證其功能和高效的重要基礎。文章結合大功率LED驅動電源的發展現狀，提出了一款基于PLC810PG的半橋LLC諧振式的LED路燈開關電源的設計方案，把輸入分壓與半橋兩個開關各自形成一路Boost電路，實現了功率因數校正作用，后級采用LLC諧振負載網絡，實現了軟開關，提高了工作效率。
1.系統結構
由于LED路燈功率較高，LED路燈電源不宜再沿用單開關反激式電路，而必須采用支持相應功率的電路拓撲，例如半橋LLC諧振拓撲結構。如圖1所示，Q1和Q2是半橋開關管（MOSFET），半橋諧振網絡中選用的是LLC結構，Cr、Lr和變壓器T1初級繞組線圈Lm組成LLC諧振網絡。Lb1、Q1、Dds2、Cb組成一路boost電路，Lb2、Q2、Dds1、Cb組成另一路boost電路，兩個boost電路工作在斷續模式下，作為天然的功率因數校正器。其中Lr為變壓器的漏感，Lm為變壓器的勵磁電感。
2.輸入EMI濾波電路和橋式整流電路
從頻率的角度看，EMI濾波器屬于低通濾波器。它能毫無衰減地把直流電和工頻交流電傳輸到開關電源，不但可以大大地衰減從電網引入的外部電磁干擾，還可以避免開關電源設備本身向外部發出噪聲干擾，以免影響其他電子設備的正常工作。本設計中采用的EMI濾波器基本結構如圖2所示。
市電交流220V輸入后，經由電容C1、C2、C3、C4、C5、C6和共模電感器L1、L2組成的輸入EMI濾波器濾波，R1～R3在交流電源切斷時為電容放電提供通路。熱敏電阻RT1用來在電源系統啟動時限制浪涌電流。當電路正常工作后，繼電器RL1將RT1旁路，RT1中幾乎無電流流過，不再有功率損耗，從而使電源效率提高1%～1.5%。BR1為橋式整流器，C7是濾波電容。
3.半橋LLC諧振電路
半橋雙電感加單電容（LLC）諧振轉換器能提供較大的輸出功率，保證半橋MOSFET的零電壓開關（ZVS），具有較高的效率，基本結構如圖1所示。在圖1中，Q1和Q2是半橋開關（MOSFET），Cr、Lr和變壓器T1初級繞組線圈LM組成LLC諧振變換器。
本文設計的LED路燈照明用驅動電源（圖3）中，Q1，Q2為半橋功率開關管（MOSFET）。C39為諧振電容，變壓器T1的初級繞組與其構成LLC諧振回路（通常將圖1中的Lr結合進變壓器初級之中，對于圖3所示的電路拓撲，仍稱作LLC諧振結構，而不稱其為LC諧振拓撲）。T1的次級輸出經全波整流二極管、C37、C38整流濾波后產生52V直流電壓輸出，作為LED路燈模塊的電源驅動。
3.1 電路主要元器件參數設計
系統的額定輸出功率100W，輸出電壓為52V，兩個boost電感的值可由表達式（1）計算得到：
由于輸出功率P0=ηPin，效率值為90%，一般母線電壓為1.2倍峰值輸入，由此可求出系統的兩個boost電感值。我們在當系統工作在fr的頻率下來進行分析，此時LLC電路的電壓增益為1，即可求出變壓器的匝比為
圖（3）中C39不僅起電容隔直的作用，也為負半周的諧振提供能量。且C39兩端最大電壓滿足
其中fmax表示最大的開關頻率，由表達式（3）可求出C39的值。由于系統工作頻率，我們將fr取100kHz，則可求出系統中的Lr的值。
而由表達式（4）也可求出系統的勵磁電感取值。
最終取值為：
Lb1=Lb2=400μH，Lr=112μH，Lm=600μH，C39=22nF，
T1匝比為n=4。
3.2 LLC的變壓器T1的設計
變壓器T1使用ETD39磁心和18引腳骨架。先繞次級繞組，次級繞組使用175股40AWG（Φ為0.08mm）李茲線（即絞合線），從引腳10到引腳12，再從引腳11到引腳13各繞9匝，并覆蓋2層聚酯膜。初級繞組使用75股40AWG（Φ為0.08mm）絞合線，從7引腳開始到9引腳結束，繞36匝，再繞2層聚酯膜。其電感量是820μH（±10%），漏感是100μH(±10%)。將分成兩部分的磁心插入骨架中對接在一起，在磁心外面用10mm寬的銅皮繞一層，用焊錫將接縫焊牢，再在銅皮與引腳2之間焊接一段Φ為0.5mm的銅線。在銅皮外部用聚酯膜覆蓋起來。
3.3 基于PLC810PG的LLC控制電路
PLC810PG的CCM PFC控制器只有4個引腳（除接地端外），是目前引腳最少的CCM PFC控制器。這種PFC控制器主要是由運算跨導放大器（OTA）、分立電壓可編程放大器（DVGA）和低通濾波器（LPF）、PWM電路、PFC MOSFET驅動器（在引腳GATEP上輸出）及保護電路組成的。PFC控制器有兩個輸入引腳，即引腳ISP（3）和FBP（23）。FBP引腳是PFC升壓變換器輸出DC升壓電壓的反饋端，連接OTA的同相輸入端。OTA輸出可視為是PFC控制器等效乘法器的一個輸入。OTA在引腳VCOMP（1）上的輸出，連接頻率補償元件。反饋環路的作用是執行PFC輸出DC電壓調節和過電壓及電壓過低保護。IC引腳FBP的內部參考電壓VFBPREF=2.2V。如果引腳FBP上的電壓VFBP＞VOVN=1.05×2.2V=2.31V，IC則提供過電壓（OV）保護，在引腳GATEP上的輸出阻斷。如果電壓不足使VFBP＜VIN(L)=0.23×2.2V=0.506V，PFC電路則被禁止。如果VFBP＜VSD(L)=0.64×2.2V=1.408V，LLC級將關閉。PLC810PG的ISP引腳是PFC電流傳感輸入，用作PFC算法控制并提供過電流（OC）保護。PFC在ISP引腳上的過電流保護（OCP）解扣電平是-480mV。
設計的電路中52V的輸出由R67、R66采樣，經穩壓器U3，光電耦合器U2及R54、D16、R53等反饋到U1的FBL引腳，來執行輸出電壓調節和過電壓保護。流入引腳FBL的電流越大，LLC級開關頻率也就越高。最高開關頻率由U1引腳FMAX與VREF之間的電阻R52設定。R49、R51、R53設置下限頻率。C27是LLC級軟啟動電容，軟啟動時間由C27和R49，R51共同設定。
R59是T1初級電流感測電阻。R59上的電流感測信號經R47、C35濾波輸入到U1的ISL引腳，以提供過電流保護。
偏置電壓VCC經R37、R38分別加至U1的VCC和VCCL引腳，將U1模擬電源和數字電源分開。R55和鐵氧體磁珠L7，在PFC與LLC地之間提供隔離。U1內半橋高端驅動器由自舉二極管D8、電容C23和電阻R42供電。Q10和Q11散熱器經C78連接到初級地（B-）。
4.PFC功率因數校正電路
L4、PFC開關（MOSFET）Q3、升壓二極管D2和輸出電容C9等組成PFC升壓變換器主電路。在140～265VAC輸入電壓范圍內，輸出電壓穩定在385VDC（B+與B-之間），并在BR1輸入端產生正弦AC電流，使系統呈現純電阻性負載，線路功率因數（PF）幾乎等于1。晶體管Q4、Q5等組成Q3的緩沖級。R6和R8是PFC級電流傳感電阻，二極管D3、D4在浪涌期間箝位R6和R8上的電壓（即兩個二極管上的正向壓降）。
4.1 PFC升壓電感器的設計
PFC升壓電感器L4使用PQ32/20磁心和12引腳骨架，L4主繞組使用#20AWG（美國線規，約＜0.8mm）絕緣磁導線，從引腳1開始到引腳6終止，繞35匝，電感量是580μH(±10%)。在主繞組外面繞一層作絕緣用的聚酯膜。偏置繞組使用#28AWG(＜0.3mm)絕緣導線從引腳8開始繞2匝，到引腳7結束。在該繞組線圈外面繞3層聚酯膜。在磁心上包裹一層銅箔，并用＜0.5mm銅線將銅箔與9引腳焊接起來，作為屏蔽層。在銅箔外面再繞3層聚酯膜。
4.2 基于PLC810PG的PFC控制電路的設計
U1引腳GATEP上的PWM信號驅動PFC開關Q3。R6和R8上的電流傳感信號經R45，C73濾波輸入到U1引腳ISP，來執行PFC算法控制，并提供過電流保護。PFC輸出電壓VB+經R39～41、R43、R46和R50取樣，并經C25濾除噪聲，輸入到U1引腳FBP，來執行PFC輸出電壓調節和過電壓以及電壓過低保護。U1引腳VCOMP外部R48，C26，C28為頻率補償元件。當引腳VCOMP上的信號較大時，Q20導通，將C26旁路，可使PFC控制環路能夠快速響應。
5.實驗研究
在本文以上分析設計的基礎上，試制了一臺100W/100kHz（2A/52V）大功率LED驅動電源的樣機。實驗電路參數如下：單相輸入電壓Uin=220V（50Hz），輸出功率Po=100W，工作頻率fr=100kHz，負載為歐司朗公司1W高亮LED，共分4路，每路25只LED。
圖4所示為中點電壓Vds2與副邊二極管Dr2的電流波形，由圖可知如圖4（a），很明顯在二極管關斷前其電流已經到零，則二極管工作在ZCS狀態，此時工作頻率為90kHz；圖4（b）為在二極管關斷時，二極管電流恰好為零，此時系統工作在fr的工作頻率上，fr為100kHz；圖4（c）為在二極管關斷前，二極管電流并不為零，此時副邊的二極管失去了其ZCS特性，系統工作頻率為125kHz。
圖5所示為半橋開關管Q1的電壓、電流波形，由圖可知開關管工作在ZVS狀態。
圖6為100W樣機測試波形，當其由45%～100%負載變化時，其PF大于0.96；THD在10%以內，滿足IEEE519以及IEC61000－3－2標準；效率在87.2%～91.1%間變化，當系統滿載時，其效率高達91.1%，母線電壓由490V變為375V，滿載時，母線電壓為375V，紋波電壓為5V，紋波頻率為100Hz，由于輸入為交流220V，則其交流輸入電壓峰值為311V，母線電壓只略高于輸入，不會達到二倍峰值輸入，系統輸出電壓為52V，滿載時紋波為1V。
結束語
本文結合當前大功率LED驅動電源的發展現狀，提出一種適用于LED路燈的驅動電源。由于LLC的應用使系統能夠工作在軟開關狀態下，提高了系統的工作效率。經測試，系統在滿載時功率因數達0.992，THD為6.5%，效率高達91.1%。最后試制了樣機，驗證了設計方案的可行性和正確性。
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