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跳頻范文1
在眾多的通信技術中，擴頻通信技術由于具有獨特的抗干擾能力以及寬的使用頻帶而在軍事通信領域倍受青睞。根據擴頻通信調制方式的不同，它可以分為直接序列擴頻方式（DS）、跳頻方式（FH）、跳時方式（FT）及兼有以上方式中二種以上的混合方式。其中跳頻通信具有保密性好、不易受遠近干擾和多徑干擾的影響等優點，是一種很有前景的通信方式。跳頻系統的頻率跳變，受到偽隨機碼的控制。不同的時間、不同的偽碼相位，頻率合成器產生的相應頻率也不同。把跳頻系統的頻率跳變規律稱為跳頻圖案。跳頻圖案是時間和頻率的函數，故又稱為時間－頻率矩陣，簡稱時頻矩陣。時頻矩陣可直觀描述出頻率跳變規律，如圖1所示。
跳頻圖案的設計是跳頻通信系統的一個關鍵問題，直接影響到跳頻系統的保密、抗干擾、多址等性能。一般要求跳頻圖案的周期要長，這就要求控制跳頻圖案的偽隨機碼周期要長，即移位寄存器的級數要大。
1 基于FPGA和DDS技術的跳頻信號源設計
跳頻信號源即為載波頻率按照一定跳頻圖案跳變的信號發生器。設計一個性能優異的跳頻信號源，困難在于其優良的頻譜性能。筆者提出了一種基于FPGA?1??2?和DDS技術的跳頻圖案的設計方案。指標如下：600跳／秒跳速；20個跳頻點；3．4MHz跳頻基帶；68MHz跳頻帶寬；106．78MHz～172．14MHz跳頻頻率中20個頻點。DDS采用AD公司的最新頻率合成器件AD9852，寫頻率控制字采用ALTARA公司的可編程邏輯器件APEX20K系列中的EP20K100，其邏輯資源為10萬門，兩者通過40針總線接口相連?3?。其中，FPGA完成存儲頻率控制字、定時寫入頻率控制字的功能，AD9852則實現頻率合成輸出。頻率合成器DDS是跳頻信號源中的一個關鍵部件，其原理如圖2所示。這種頻率合成器工作頻率高，可達GHz數量級；分辨率高，可達1Hz以下，穩定度高；體積小，重量輕，集成度高，這些都是其他頻率合成器件難以比擬的。AD9852是近年推出的高速芯片，具有小型的80管腳表貼封裝形式，其時鐘頻率為300MHz，并帶有兩個12位高速正交D／A轉換器、兩個48位可編程頻率寄存器、兩個14位可編程相位移位寄存器、12位幅度調制器和可編程的波形開關鍵功能，并有單路FSK和BPSK數據接口，易產生單路線性或非線性調頻信號。當采用標準時鐘源時，AD9852可產生高穩定的頻率、相位、幅度可編程的正、余弦輸出，可用作捷變頻本地振蕩器和各種波形產生器。AD9852提供了48位的頻率分辨率，相位量化到14位，保證了極高頻率分辨率和相位分辯率，極好的動態性能。其頻率轉換速度可達每秒100×106個頻率點。在高速時鐘產生器應用中，可采用外接300MHz時鐘或外接低頻時鐘倍頻兩種方式，給電路板帶來了極大的方便，同時也避免了采用高頻時鐘帶來的問題。在AD9852芯片內部時鐘輸入端有4～20倍可編程參考時鐘鎖相倍頻電路，外部只需輸入一低頻參考時鐘60MHz，通過AD9852芯片內部的倍頻即可獲得300MHz內部時鐘。300MHz的外部時鐘也可以采用單端或差分輸入方式直接作為時鐘源。AD9852采用＋3．3V供電，降低了器件的功耗。工作溫度范圍在－40°C～＋85°C。
本文采用AD9852所設計的頻率合成器結構如圖3所示。DDS模塊分成二路輸出：（1）第一路輸出
100MHz～150MHz信號；（2）第二路輸出150MHz～200MHz信號。其中DDS輸出12．5MHz～25MHz的信號，經SWCON開關分成兩路輸出，一路輸出12．5MHz～18．75MHz信號，經放大倍頻、濾波，輸出100MHz～150MHz信號；另一路輸出18．75MHz～25MHz的信號?經放大倍頻、濾波?輸出150MHz～200MHz 信號。
2 FPGA與DDS接口設計
FPGA主要完成從外部向DDS寫入頻率控制字功能，其中頻率控制字存儲在FPGA內部RAM單元中。雙方通過40針總線連接，其中信號線為：8位數據線、6位地址線、復位信號、update clk（頻率跳變信號）、swcon（開關：高頻段和低頻段轉換信號，當swcon為低時輸出高頻段，當swcon為高時，輸出低頻段）、wr（寫信號）。
AD9852用于頻率合成時工作在單頻模式（single tone mode）?其工作時序關系如圖4所示。
跳頻范文2
關鍵詞： 跳頻通信系統 計算機仿真 電子對抗
一、跳頻系統概述
跳頻通信系統的收發雙方通過按照預定的頻率工作，瞬時工作在一個頻率上，長時間工作在一個寬的頻率上。經過調制后的信息信號，載波的頻率實時變化，這個變化的規律是收發雙方事先約定好的。每發送一次信息或幾次信息，載波的頻率改變一次。當接收端接收到信號后，由于其工作頻率與發射端相同，這時的接收機工作與普通接收機沒有區別。只是接收機要從發射的信息中提取出頻率跳變的信息，以便與發射機同步工作到相同的頻率上。這個過程稱為解跳，解跳后的工作方式與常規通信接收方式相同。
二、跳頻信號的發送和接收
（一）跳頻信號的發送
跳頻通信系統與常規通信系統最大的不同是，常規通信系統的工作頻率是恒定的，而跳頻通信系統的工作頻率是隨時變化的。因此，跳頻通信系統的發射端在工作時，需要先將預先設定好的頻率跳變方式“告訴”接收方，使得接收方按照發射端的指令進行頻率的改變。因此，只要將常規的通信系統加上一個跳頻器，就是一個跳頻通信系統。
（二）跳頻信號的接收
跳頻通信信號的接收要求與發射端工作在同一個頻率上。因此跳頻通信的接收端需要首先與發射端同步，按照相同的頻率進行跳變，這個同步稱為跳頻圖案。一般而言，跳頻的圖案是需要更新的，以免被第三方長時間偵收后找到規律。因此，無論是發射還是接收，對跳頻通信系統而言，跳頻器都是最重要的。
三、跳頻系統仿真程序及仿真結果
（一）跳頻序列
原則上，跳頻序列越隨機越好。常規的跳頻序列有m序列、Gold序列等。Gold碼是由兩個m序列進行組合運算得到，組合的目的使得隨機碼的長度變長。對于圖1的原理框，兩個m序列的向量分別為[0；1；0；0；1]和[1；1；0；1；1]。
圖1 Gold碼的時域波形圖
（二）快跳頻通信系統的仿真結果
跳頻信號的輸出仿真圖，在快跳頻系統的設計中，要求在一個碼元內實現載波頻率的兩次跳變，所以在設計中，取得擴頻脈沖的頻率是信號信息頻率的兩倍，仿真的結果如圖2所示。
圖2 跳頻信號的輸出波形圖
（三）快跳頻系統的誤碼率仿真結果
跳頻信號的輸出仿真圖，在快跳頻系統的設計中，要求在一個碼元內實現載波頻率的兩次跳變，所以在設計中，取得擴頻脈沖的頻率是信號信息頻率的兩倍，仿真的結果如圖3。
門限值=2 門限值=5 門限值=6 門限值>7
圖3 跳頻通信系統的誤碼率
參考文獻：
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跳頻范文3
空閑信道掃描(FCS,Free Channel Scan)是無線通信終端抗干擾接入的關鍵技術。本文基于專用的寬頻段、多信道、有中心組網的跳頻通信系統,開展FCS及其關鍵技術研究。
首先,概述了基于TDMA的通信系統架構,具體如圖1所示,圖1中綠色區域與FCS技術相關。PHY層包括TDMA空中接口、邏輯信道、同步(位同步、頻率同步、幀同步);MAC層包括信道編碼(Turbo編碼、循環冗余檢驗CRC校驗)、信道質量檢測;RRC層包括頻率資源管理(工作頻率表、基站接收信道的質量排序、通信最佳頻率的映射表)、信道資源管理(信道連接狀態指示、信道連接恢復)。
RRC層功能實體對每一段的信道號進行隨機排列,減少基站各段的頻率碰撞。系統每次開機時RRC層功能實體得到基站編號,并重新計算和更新頻率表?；竞鸵苿佑脩襞_利用通信過程中邏輯信道的信道質量檢測結果對所有頻率的接收質量進行排序,將排序結果保存在列表中,并實時進行更新維護。
基站和移動用戶臺根據信道質量排序結果列表,計算出下一次通信使用的最佳信道和備用信道。基站負責計算上行的最佳通信頻率,移動用戶臺負責計算下行的最佳通信頻率。由于系統是有中心組網的星型結構,基于基站與移動用戶臺間通信距離在覆蓋范圍內,基站計算的最佳上行通信頻率所有移動用戶臺可以共用,移動用戶臺計算的最佳下行通信頻率只能對應本移動用戶臺使用。
在通信過程中基站和移動用戶臺通過控制信道互相交換計算的最佳上下行通信信道,保存在列表中。
其次,概述FCS基本原理,對其中信道質量檢測和信道優化技術作了重點研究。
最后,通過系統實測試驗,給出不同阻塞干擾情況下的信道丟包率統計表、信道在阻塞干擾下的躲避響應時間表。
二、FCS基本原理
FCS是一種抗阻塞干擾接入技術,應用于有中心組網的系統,其基本工作原理如圖2所示,信道掃描過程如下:
(1)基站和移動用戶預置若干個頻率點作為工作頻率,基站和移動用戶實時進行全頻段信道掃描接收,記錄各頻點的信號場強、誤碼率等信息,同時判斷是有用信號還是干擾信號,并進行統計分析,得到己方最佳接收頻率集合,最后匯總到基站進行分析和信道頻率分配。
(2)通信業務開始時,基站通過信令和廣播的方式為移動用戶分配最佳接收和發射頻率。通信過程中,基站和移動用戶可實時掃描信道狀態,并更新己方最佳頻率集合;如果當前頻率受到干擾,可啟用最佳頻率集合中備份頻率進行通信。信道掃描和頻率更新時不影響通信業務過程。結束后,釋放該信道,雙方重新退回到信道掃描狀態。
三、信道質量檢測和信道優化技術
對于各個邏輯信道的信道質量檢測,主要依靠對同步幀的誤碼統計及FEC解碼結果的誤碼統計來進行檢測。其中,對于同步邏輯信道(同步幀),依據卡薩米序列相關器輸出的錯誤比特數進行信道質量統計。對于控制邏輯信道和業務邏輯信道依靠解碼器輸出的誤碼統計結果進行信道質量統計。
信道質量檢測和優化算法如圖3所示:
圖3信道質量檢測和優化原理框圖
從空口收到的頻率信號經解調后,在基帶同時進行同步邏輯信道處理、業務和信令邏輯信道處理。其中同步邏輯信道采用相關碼卡薩米序列檢測并輸出信道質量統計值。業務和信令邏輯信道采用迭代譯碼和幀誤碼分析輸出該信道質量統計值。統計出跳頻信道質量等級,并據此進行信道頻率優化處理,最終根據最優信道生成跳頻頻率,用于通信。
系統的信道質量檢測結果除了用于選取最優信道,還可用于上行信道質量的統計,作為頻率規劃的評價。
四、測試參數和結論
TDMA空中接口結構由突發跳、時隙、幀、復幀和超幀組成。1個時隙時長為10ms,由1個同步突發跳和1個業務/接入控制突發跳組成;1個TDMA幀時長為40ms,由4個時隙組成;1個復幀時長為160ms,由8個TDMA幀組成;1個超幀時長為8×160=1280ms,由8個復幀組成。
基站與移動用戶臺中預置上行和下行兩個頻率表作為FCS的頻率表,每個頻率表中包含32個頻率,下行頻率表按照合路器的規則分為4段,每段包含8個頻率。
系統各邏輯信道的前向糾錯編碼(FEC)采用Turbo編碼和CRC校驗方式。系統采用的碼率R為1/3,自由距離為6,E/N是信噪比。Turbo碼的漸進性能為:
(1)
通過使用CRC碼對傳輸數據塊進行快速檢錯和差錯控制,保證誤檢率在規定范圍以內。本系統采用CRC-16 CRC校驗方式,對編碼后的數據塊添加CRC。CRC生成多項式如式(2)所示:
G(X)=x16+x15+x2+1(2)
本系統將每個頻率的信道干擾分為5個干擾等級,這5個等級包括了整個信號強度的檢測范圍。干擾等級范圍決定了檢測的精細程度。但是在不同的通信環境和用戶需求下,信道質量的精細程度不同,可通過參數進行配置。
基站和移動用戶臺保存4~8對以上最佳通信頻率對,其中下行最佳通信頻率分布在4個頻段內。當呼叫流程開始時,基站RRC實體根據業務邏輯信道對應的物理信道和時隙位置,選擇分配其中的一對頻率進行通信。
根據相關工程實踐的試驗結果,對本系統應用FCS技術前后的抗阻塞干擾性能進行對比。由表1可知,當系統采用FCS技術時,系統在80%以上的阻塞干擾下仍能正常通信,丟包率小于10%,話音質量為4分。
跳頻范文4
關鍵詞:鎖相跳頻源;環路帶寬;相位裕量;環路濾波器;ADS
中圖分類號:TN742文獻標識碼:A
文章編號:1004-373X(2010)05-022-03
Accurate Design and Simulation of Loop Parameters of Four-order
Charge Pump PLL Frequency Hopping Source
YOU Fabao,WANG Dong
(Xi′an Electronic Engineering Research Institute,Xi′an,710100,China)
Abstract:The PLL frequency hopping source has been the main design scheme of modern microwave frequency source,because of its performance advantage.An accurate design method of three order loop filter with simulation procedure is clearly introduced to simplify design process based on loop bandwidth,phase margin and spur attenuation for current charge pump PLL frequency synthesizer chip.Using simulation tool ADS,a simulation of S-band frequency hopping source is used to verify the accuracy of this method.
Keywords:PLL frequency hopping source;loop bandwidth;phase margin;loop filter;ADS
0 引 言
鎖相(PLL)跳頻源的低雜散特性是直接數字頻率合成器(DDS)所無法比擬的一個優點。PLL跳頻源的主要設計工作就是正確選擇和設計環路濾波器,使跳頻源指標在相位噪聲、雜散抑制、跳頻速度和穩定性等方面合理兼顧,實現綜合性能最佳。目前,國內外已經發表了許多相關文獻,對各種環路濾波器的設計進行了系統的分析與討論。
由于有源環路濾波器與無源環路濾波器相比,不但增加相噪,復雜程度,還增加成本,故除了在特定必需的場合下,一般都用無源環路濾波器。通常大部分鎖相環采用二階低通濾波器,但是對于要求較高的鎖相環跳頻源選擇更高階的濾波器來進一步抑制頻譜雜散是必要的,但是階數的增加會使環路濾波器中元件參數值的確定更為復雜。
針對四階鎖相跳頻源三階環路濾波器的環路參數,進行了系統分析,提出了一種環路濾波器參數近似準確的設計方法,設計思路清晰,出發點明確,并且用ADS仿真了一個S波段的鎖相跳頻源驗證了此方法的準確性。
1 環路濾波器設計的基本原理
在鎖相環的設計中,一般根據輸出頻率范圍選擇合適的鎖相環芯片和壓控振蕩器,根據頻率步進確定分頻比N和鑒相頻率,綜合考慮鎖相環的鎖定速度、主要相位噪聲和雜散來源來確定濾波器的性能指標。
環路帶寬:它是環路參數設計中最關鍵的參數,一般說來,與VCO的相位噪聲、鎖定時間和分辨率成反比;與參考頻率、PFD/CP和LF相位噪聲成正比。環路帶寬越小,參考雜散越小,但跳頻速度越慢;環路帶寬越寬,跳頻速度越快,但參考雜散越大,因此,必須對這種矛盾進行折衷。一個可行的方法是:選擇環路帶寬充分滿足鎖定時間的要求,并保證足夠的相位裕量即可。在鎖定時間要求不嚴的情況下,將晶振噪聲與VCO噪聲交點處的頻率作為環路帶寬。
相位裕量:它與系統的穩定度有關,是環路濾波器設計的重要參數。相位裕量選擇得越低,系統越不穩定;相位裕量選擇得越大,系統越穩定,但系統的阻尼振蕩越小,即以增加鎖定時間為代價。因此,要考慮適合的相位裕量,一般說40°~50°為最佳相位裕量。仿真表明,在48°時鎖定最快,在50°時相位噪聲最佳。
雜散抑制度:主要是指對雜散的衰減,用于二階以上的環路濾波器的設計中,抑制度增大時,環路帶寬減小,因此要合理折衷,當仍然達不到要求時,可以考慮用更高階的環路濾波器。
在確定以上指標后,就可以進行濾波器的設計。
2 三階環路濾波器分析
三階環路濾波器如圖1所示。它是在二階濾波器后連接一個一階RC低通濾波器。由于電流型電荷泵鑒頻鑒相器作為該濾波器的輸入,使PLL成為三階┒型環,其性能要優于電壓型鑒相器采用有源濾波器的理想二階環。其傳遞函數為:
F(s)=1+sT2sA0(1+sT1)(1+sT3)
=1+sT2s(A2s2+A1s+A0)
(1)
其中:
T2=R2C2(2)
A0=C1+C2+C3(3)
A1=A0(T3+T1)=
C2C3R2+C1C2R2+C1C3R3+C2C3R3(4)
A2=A0T3T1=C1C2C3R2R3(5)
相應的鎖相跳頻源的開環傳遞函數為:
H0(s)=KN1+sT2s2A0(1+sT1)(1+sT3)=
KN1+sT2s2(A2s2+A1s+A0)(6)
式中:K為環路總的增益;N為分頻比,在環路參數的設計中可以選擇最大和最小分頻比的幾何平均值。
圖1 三階無源環路濾波器
3 三階環路濾波器參數設計
3.1 T2,A0,A1,A2值的確定
根據開環單位增益帶寬ωp、相位冗余度φp,對鑒相頻率ωr泄漏的抑制度Atten(單位:dB)確定T2,A0,A1,A2的值[4]。
將s=jω代入式(6)得:
H0(jω)=-KN1+jωT2ω2A0(1+jωT1)(1+jωT3)(7)
根據相位裕量φp的定義:
φp=180°+atctan(ωpT2)-
atctan(ωpT1)-atctan(ωpT3)(8)
對式(8)求導,令dφp/dωp=0
0=T2(1+ω2pT21)(1+ω2pT23)-T2(1+ω2pT22)•
(1+ω2pT23)-T3(1+ω2pT22)(1+ω2pT21)(9)
由于ω2pT1T31,略去高次項并引入修正因子γ得:
T2歃忙鬲2p(T1+T3)(10)
γ數值的確定是一個設計、驗證、修正、再設計、再驗證的過程,在初次設計取1即可。
將式(10)代入式(8)得:
T1+T3sec(φp)-tan(φp)ωp(11)
選定濾波器對鑒相頻率ωr泄漏的抑制度為Atten(單位:dB),由式(7)得:
H0(jω)ω=ωr=KN1+(ωrT2)2ω2rA01+(ωrT1)21+(ωrT3)2
KT2Nω3r1A0T1T3=10Atten/20(12)
A2=A0T1T3=KT2Nω3r10Atten/20(13)
下面確定參數A0,它是環路濾波器的總電容。
根據 H0(jωp)=1,由式(7)得:
H0(jω)ω=ωp=KN1+(ωpT2)2ω2pA01+(ωpT1)21+(ωpT3)2
=K1+(ωpT2)2Nω2p•
1A01+ω4p(T1T3)2+ω2p(T1+T3)2-2ω2pT1T3
=1(14)
整理得到關于A0的一元二次方程:
p1A20+p2A0+p3=0(15)
其中:p1=1+ω2p(T1+T3)2;p2=-2A2ω2p;p3=ω4pA22-K1+(ωpT2)2Nω2p2。
求解此一元二次方程取其最大正值為A0。
至此,環路濾波器的參數T2,A0,A1,A2全部確定。
3.2 環路濾波器元件參數值的確定
由T2,A0,A1,A2的值確定環路濾波器元件參數[5]C1,C2,C3,R2,R3的值。
濾波器元件的參數值要由方程(2)~(5)來確定,要由四個方程確定五個未知量,則必須確定一個參量,首先確定哪個未知數有很多種選擇,但選擇有┮桓霆原則,即保證最靠近壓控振蕩器的電容最大,這樣可以減少壓控振蕩器電容對環路的影響,同時使R3比較小,減少電阻熱噪聲。基于上面這個原則,選取C1的值為需要預先確定的未知數,將這四個方程進行變換,得到┦(16),C3是C1的函數:
C3=-T22C21+T2A1C1-A2A0T22C1-A2(16)
當C1取值時,C3的值為最大,因此C3對C1的導數為零,得到C1:
dC3dC1=C21-2A2T22C1+A2A1T32-A2A0T22C1-A2T222=0(17)
進而求出C1:
C1=A2T221+1+T2A2(T2A0-A1)(18)
確定C1后,進而確定其他的濾波器參數:
C3=-T22C21+T2A1C1-A2A0T22C1-A2(19)
C2=A0-C1-C2(20)
R2=T2/C2(21)
R3=A2C1C3T2(22)
這種設計方法保證能夠非常精確地求出濾波器的參數值,同時也能夠保證C3的值最大,R3的值最小。
3.3 環路濾波器設計流程
根據前面兩小節環路濾波器參數設計的理論分析和推導,總結環路參數計算的流程如圖2所示[5]。
圖2 環路參數計算流程圖
鑒于手工計算比較繁瑣,根據前面分析的計算流程,編寫了Matlab程序計算環路參數值。需要說明的是,對鑒相頻率泄漏的抑制不能盲目取大。從Matlab仿真可知,在ωp,φp,ωr確定后,抑制過大,會使濾波器C3的計算值減小,甚至為負值,這是不允許的,因此需要在抑制度和能夠接受的C3的最小值之間折衷,以減小VCO輸入電容對環路的影響。一般原則是在C3的最小值達到要求的前提下使抑制度最大。若優化設計后抑制度仍然達不到設計要求,可以嘗試采用更高階的環路濾波器。
4 S波段鎖相跳頻源設計實例
S波段鎖相跳頻源技術指標如下:頻率范圍為1 930~2 030 MHz;頻率間隔為5 MHz;輸出功率大于-8 dBm;相位噪聲小于-85 dBc@1 kHz。
選擇ADI公司的ADF436O-2芯片為核心芯片。ADF436O-2內部集成了電荷泵鑒相器、R分頻器、N分頻器和壓控振蕩器。芯片內部集成壓控振蕩器能有效減少電路板帶來的相位噪聲和雜散信號,并且設計調試相對簡單。
該實例選取ωp=2π×40×103 rad/s,鑒相頻率泄漏衰減度取Atten=95 dB,相位裕量取50°。通過Matlab仿真計算得到環路濾波器的參數值;通過ADS軟件進行仿真,得到此跳頻源的實際環路帶寬為39.81 kHz,相位裕量為49.5°,在鑒相頻率處的衰減為95.5 dB,和設計目標值基本一致。鎖相環路的開環幅頻、相頻特性曲線如圖3所示。
圖3 鎖相環路開環幅頻、相頻響應曲線
進一步仿真得到:鎖定速度在57 μs,精確到1 kHz;雙邊帶相位噪聲:-94.8 dBc@1 kHz,-94 dBc@10 kHz。如圖4和圖5所示。
圖4 鎖相跳頻源跳頻鎖定時間仿真
圖5 鎖相跳頻源相位噪聲仿真
從理論分析和仿真結果來看,設計的鎖相跳頻源是成功的,能滿足設計指標要求,可以進行實際的電路制作。
5 結 語
介紹了一種四階鎖相跳頻源環路參數中相對準確的設計方法,設計思路清晰,出發點明確,應用Matlab仿真得到
元件參數值后并在ADS中驗證了該方法的準確性,在鎖相跳頻源的工程設計中有著重要的指導意義。
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跳頻范文5
【關鍵字】通訊協議， RS485，2.4GHz跳頻擴頻通訊技術，無線調制解調器
0、工程概況
某鋼廠現已建成現代化的原料場、球團、燒結廠房，均已投產。因生產和管理的需要，需將球團一臺電子皮帶秤和燒結一臺電子皮帶秤的信號引入原料場控制室新上的報表系統。原料場上的數臺電子皮帶秤的信號同時也引進新上的報表系統，而且原料場的部分電子皮帶秤有物料選擇，即同一條電子皮帶秤不同時間是運送不同的物料。上述的信號需要在新上的系統上進行集中監測并生成日報表。另外，上述3個廠房相距較遠，最遠者相距約一公里，廠房之間還有其它的建筑物和馬路，如何將需要的信號引進原料場控制室是此項目的成敗關鍵。
一、系統方案構成
目前，按照網絡的傳輸介質分為有線網絡和無線網絡。結合本工程的實際情況看，本工程采用無線傳輸的模式，因為原料場、球團、燒結廠房三者之間的距離較遠，而且所有的電纜溝和橋架均以蓋上蓋板，重新走線非常困難和投資較大。在工業自動化領域，常用的通訊協議有RS232 /RS485串口通訊和計算機網絡通訊（以太網口通訊）。無線電數據通訊鏈路其實只是一種完全透明的傳輸媒介，對于標準的串行通訊而言，就相當于一根串行電纜線；對于標準的以太網通訊而言，就相當于一根網絡線。無線電數據通訊鏈路作為一種傳輸媒體，
其可靠性是毋庸置疑的。在航天領域，我國的地面測控工程師對各種航天器的遙測遙控作業，都是通過無線電數據通訊鏈路這種傳輸媒體進行的。
二、系統實現原理
（一）硬件方面
1， 將球團系統原有的一臺計量秤信號所對應的隔離器改為一入二出的隔離器，一路4～20mA信號進入原有的PLC系統，一路4～20mA信號進入8通道模擬量模塊，模擬量模塊的輸出以RS485接入無線調制解調器。以同樣的方法將燒結的原有的一臺計量秤信號，引入8通道模擬量模塊，模擬量模塊輸出以RS485接入無線調制解調器。在原料場控制室設一臺無線調制解調器，將接收的球團計量秤信號及燒結機的計量秤信號以RS485方式接入工控機。
2，將原料場系統原有的七臺計量秤信所對應的隔離器改為一入二出的隔離器，一路信號進入原有的PLC系統，一路4～20mA信號進入8通道模擬量模塊，模擬量模塊輸出RS485信號有線的接入工控機。
3，原料場操作室增加5塊8通道的帶RS485數字量輸入模塊，用于接收原料場原有系統的物料選擇信號。物料選擇的信號通過RS485的方式進入新上的報表系統工控機。
為了實現上述功能，需要以下主要硬件：
1），帶RS485模擬量輸入模塊，采用研華的ADAM-4117，該模塊是16位A/D、8通道，可以采集電壓、電流模擬量信號，并且所有通道都提供了獨立的可編程的輸入范圍。
2），帶RS485的數字量輸入輸出模塊，采用研華的ADAM-4055，該模塊是將8DI/8DO集成在一起，并帶LED指示燈。
3），工控機采用研華的IPC-610L，一入二出的隔離器采用深圳萬訊的MSC301EC0CC，打印機采用惠普品牌下的激光打印機，顯示器選用三星品牌下的液晶顯示器。
4），無線調制解調器是本套方案成敗的關鍵所在。無線電技術在數據傳輸和數據采集/控制應用主要分兩大類：230MHz頻段的窄帶通訊和2.4GHz頻段的擴頻通訊。和傳統的230MHz頻段的窄帶通訊技術相比較，2.4GHz跳頻擴頻通訊技術在以下方面具有明顯的優勢：
不需要當地的無線電管理部門分配專用的頻點資源；
抗環境噪聲干擾。在2.4GHz頻段下，環境噪聲干擾信號的電平是很低的；
抗工業環境電火花干擾。在2.4GHz頻段，工業環境電火花干擾信號的功率譜密度分布微乎其微；
抗同頻干擾。具有智能化水平的2.4GHz跳頻擴頻通訊設備，能夠自動避開同頻干擾。
傳輸數據的速率高，速率可達115.2Kbps；傳輸質量極佳性能可靠、穩定；本工程無線調制解調器選用美國DATA-LINC GROUP公司制造的2.4GHz跳頻擴頻通訊設備：SRM6100工業級無線電調制解調器及相應的國產附件，如天線，射頻電纜等。該產品具有2.4GHz跳頻擴頻通訊技術的上述的所有優勢。另外，SRM6100工業級無線電調制解調器還具有以下優勢：
與各種品牌（如GE、Omron、AB、西門子等）的PLC有很好的通訊兼容性。
品質因素高：工作環境溫度為 -40 oC -- +75 oC
智能頻譜技術：能夠自動地避開同頻干擾的影響。即使二套相互獨立系統的設備安裝在同一地點，相互之間也不會干擾對方的工作
強大的通訊糾錯能力：通過自身強大的糾錯功能，極低的故障率。
無論是作為主站或是從站，無論是點對多點方式還是點對多點方式，它們在硬件上都是一樣的，只是內部工作參數設置不同。使用"窗口"操作系統所包含的"超級終端"，就可以方便地對系統的各臺站進行維護。這意味著備份設備的型號是單一的，備份的設備量將大大減少。
5），項目在實施過程中需要考慮防雷接地等保護措施。
（二）軟件實現方面
上位機組態軟件發出的采集數據命令，通過串行通訊數據接口送到所連接的SRM6100無線調制解調器，SRM6100無線調制解調器將這些命令加載在2.4GHz載波信號上，發給遠端的球團站和燒結站的SRM6100無線調制解調器，球團站和燒結站的SRM6100無線調制解調器將收到的2.4GHz載波信號進行解調后，從中檢出有用信號，并把它們送到各自對應的RTU設備。RTU設備接受到上位機組態軟件發出的采集數據命令后，隨即把已經采集到的現場數據通過所連接的SRM6100無線調制解調器發送回上位機，從而完成遠端數據采集的過程。原料場操作室內部的模擬量數據采集也是同樣的過程。對于物料的選擇，由原料場原有的PLC系統輸出相應的物料選擇信號到原料場數字量輸入模塊，通過特定的程序讀取物料選擇信號，根據這些信號來區分和計算物料的種類和累積量。軟件的編寫和調試可以購買特定的軟件或者用VB等高級語言編寫。
跳頻范文6
關鍵詞：跳頻信號 頻率集 截獲 干擾
中圖分類號：TP391.9 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2013）03-0074-02
通信對抗裝備的偵察反應時間是一項重要指標，對于需要通過偵察截獲一定程度頻率集的跳頻干擾來說，頻率集截獲時間是影響偵察反應時間的重要因素。文獻[2]驗證了跳頻電臺頻率集中頻點跳“凈”時間的估算公式：（其中h：跳速；N：頻率集點數）
（1）
然而在實戰中，頻集點數對干擾方來說是未知的，從該公式判斷頻率集截獲時間過于理想，需要用其它方法判斷偵察裝備究竟截獲了多少頻率集點數，并以此計算頻率集截獲時間，而從目前的相關文獻中尚未發現較為規范有效的判定方法。本文根據跳頻電臺合成頻點均勻分布的隨機特性進行理論分析，總結出了一種與頻集點數N無關的頻率集截獲程度的判定方法，通過編制計算機程序，針對N
1 跳頻通信干擾對頻率集截獲的要求
通信對抗裝備對跳頻電臺的干擾手段主要有頻率跟蹤式干擾、全頻帶阻塞式干擾、部分頻帶干擾等三種典型干擾方式。由于當前跳頻通信系統的跳頻帶寬已經達到幾十兆赫茲，全頻帶阻塞式干擾的干擾功率密度就顯得相當分散，功率利用率太低，實際并不常用[3]。
對頻率跟蹤式干擾，設通信發射機，通信接收機，干擾機的配置如圖1所示，則有時域限制條件：
（2）
其中，C為光速3m/s，和為信號在空間的傳播時間，為干擾機的干擾反應時間，為干擾比例系數[1]，則為信號駐留期內受到干擾的時間。對于不同的，要實現有效干擾對干擾機所要求干擾的頻率比例是不同的。文獻[3]給出了有效干擾時干擾頻率比例和干擾時間的關系，如表1所示：
可見，由于跳速與駐留時間的反比關系，隨著跳速提高，要求越小。就目前的裝備技術水平來說，對跳頻帶寬在數十兆赫茲的跳頻信號進行跟蹤干擾，一般要求其跳速在200跳以內。對200跳以上的高跳信號，一種方法是使偵察接收機只在跳頻信道內搜索跳頻信號以縮短，稱為跳頻守候式干擾；另一種方法是采用部分頻帶干擾阻塞一部分跳頻信道，無論采用哪種干擾方式，都需要在施放干擾之前截獲跳頻信號的頻率集。結合表1結論和目前信號采集設備的處理速度，對于200跳以上的跳頻信號，至少需要截獲80%以上的頻率集才能實施有效干擾。
2 對FH信號瞬時頻率分布情況的理論分析
FH信號的特點是，用偽碼序列構成跳頻指令來控制頻率合成器，在不同的時刻隨機從一組頻率（即頻率集）中選擇一個頻率進行通信，其偽隨機碼序列符合均勻分布特性。可以推出偵察接收機截獲到頻率集中第1個頻點只需等待跳頻電臺跳過個頻點，截獲第2個頻點平均需要等待跳頻電臺跳過個頻點（N：頻集點數），???，截獲第i個頻點平均需要等待跳頻電臺跳過個頻點，以此類推，當i以頻率集截獲程度的百分比表示時：
（N>>1） （3）
式中p為頻率集截獲程度的比例系數，可以計算出與頻率集大小N無關的頻率集截獲程度與期望點數之間的曲線分布，如圖2：
圖中標出的三個點分別為截獲到頻率集的80%、85%和90%以后，偵察接收機要再截獲一個新頻點需要等待跳頻電臺跳過的頻點數。由于（3）式僅是期望公式，因此取作為頻率集截獲程度的判定標準，期望可以得到較為滿意的結論。此時偵察接收機平均約需截獲7個頻點得到一個新的跳頻點。
從（3）式得出偵察接收機要截獲不同程度頻率集時跳頻電臺總共跳過的頻點數期望值：
（4）
將（1）式改寫為：
（5）
分別計算p=0.8、p=0.85、p=0.9及p=1.0時M和的值，主要結果列在表2中：
可以看出，當p=1.0時M要略大于置信度為96.25%（證明見文獻[2]）的，因而公式（4）是可信的。
設為跳頻電臺總共跳過的頻率點數M與已經截獲到的頻率集頻點數之比，則
（6）
同時從表2可以觀察到p取0.8～0.9之間的某值時較為穩定，而當p趨于1時，呈現非線性增長的趨勢。
在matlab中分別畫出N
可見，當p取值在0.8～0.9之間時，的值僅在N
3 對FH信號頻率集截獲程度判定方法的數據仿真
根據上述結論，仿真時取（1）；（2）Ni=7作為截獲頻率集程度的兩個判定標準。該標準僅僅是一個期望值，現實中由于跳頻信號的偽隨機性可能產生奇點，應通過多次判斷來避免奇點出現，因此另引入記錄變量k。仿真程序中取k=5，編制仿真程序的流程圖如圖4所示。（圖中各參變量涵義：N：跳頻電臺的頻率集頻點數；數組FreqAssemble[]：長度為N，記錄跳頻電臺的頻率集；M：偵察接收機截獲到的跳頻信號頻點數；動態數組GetAssemble[]：偵察接收機截獲到的頻率集）
軟件運行時N取小于10000的所有整數值，對每一不同的N模擬5000次，統計每次截獲到的頻率集百分比，主要結果列入表3：
得到結論如下：
（1）對N
4 結語
本文從理論分析入手，提出了一種快速判定對跳頻信號的頻率集截獲程度的方法，并用計算機仿真方法編制了軟件驗證其正確性。該方法在算法上的時間復雜度相當低，對目前偵察接收機上配備的CPU基本不會造成負擔。實際應用時只需將圖3所示的仿真流程步驟中的7～11步提取出來作為單獨的判斷模塊添加到裝備原有頻率集頻點采集模塊之后，無論是軟件還是硬件實現均可對現有裝備進行方便的升級，從而大大縮短跳頻信號分選時間，實現了對跳頻信號的快速跟蹤干擾。
當然，由于實際電磁環境的復雜性和可變性，限于試驗條件，本文僅通過仿真方法進行的分析難免有所疏失錯漏，而關于頻率集截獲的方法尚不多見于目前的相關文獻，希望本文能起到“拋磚引玉”的作用，引起該領域專家們的關注和討論。
參考文獻
[1]DON J.TORRIERI，Fundamental Limitations On Repter Jamming of Frequency-hopping Communications，IEEE J-SAC，MAY，1989，7.
[2]斯中毅等.跳頻網臺分選中跳頻規律的分布情況數據分析[J].電子對抗，2002年第5期
[3]邵國培.曹志耀等編著，電子對抗作戰效能分析[M]，出版社，297-302.