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正弦波逆變電源范文1
關鍵詞:逆變電源 脈寬調制 SPWM
交變電源在供電電源產生波動或負載發生變化時仍能使輸出電壓(或電流)保持恒定,在工業領域中,被廣泛用于半導體器件、材料參數測量、低壓電器性能測試、儀器供電等場合。交變電源質量的好壞直接影響著檢測結果的準確性,有時更可能造成安全上的隱患。傳統逆變式交變電源的波形質量和控制精度不高，無法滿足面向測試的應用場合?；赑WM方式的 逆變電源由于通過高頻載波對正弦波進行調制，輸出波形疊加了與載波相關的諧波分量，同時為防止逆變橋直通短路而設置的死區也對輸出波形質量產生影響,一般PWM調制式逆變電源的失真度較高(阻性負載下3%左右)。逆變電源雖然出現時間不長,但發展迅速,是一種更新換代的革命性電源。在新理論、新技術的指導以及新器件、新材料的支撐下,逆變電源無論是可靠性還是性價比,以及高效節能方面,都擁有較大優勢,有著廣泛的市場和發展前景。但傳統逆變式交變電源的波形質量和控制精度不高，無法滿足面向測試的應用場合。
1、線性放大式電源
線性電源主回路的工作過程是輸入電源先經預穩壓電路進行初步交流穩壓后,通過主工作變壓器隔離整流變換成直流電源,再經過控制電路和單片微處理控制器的智能控制下對線性調整元件進行精細調節,使之輸出高精度的直流電壓源。國內面向測試的電源(含恒壓輸出和恒流輸出)為滿足波形失真度和輸出精度要求基本上以線性放大(變頻)或調壓器(工頻)方式實現，效率約在30%-40%。
目前國內的交變電源市場，基本上由國外與我國臺灣地區的品牌主導，如美國的Elger、日本的Kikusui(菊水)、臺灣的 ACPower(艾普斯)、Extech(華儀)、AllPower、Chroma(致茂)等品牌。國內的電源公司，在產品上大多以仿制臺灣公司產品為主。面向測試的交變電源，對電源的輸出品質要求較高，一般要求穩壓精度要達到0.1%，總諧波失真度(THD)要小于1%。現在市面上常見滿足性能要求的交變電源，功率大都在1KVA以下，在功率放大上還是采用線性推挽放大方式，如華儀的6100,6200系列，艾普斯的AFC系列等[1]。
線性電源的主要特點就是功率器件工作在放大狀態，具有穩定度高、可靠性好、成本低等優點，但是效率低、笨重和體積大的缺點。只能做中、小功率的電源。
2、脈寬調制逆變式交變電源
高頻開關電源是一個能量轉換器，作為電源的功率器件工作在開關狀態（開關管、電感、高頻變壓器、電容、整流二極管）－開或關狀態，其特點是頻率高、功耗低、工作效率高、體積小、輸入范圍寬通過閉環系統調節，使輸出電壓保持穩定。開關電源交流輸入電壓范圍比較寬，可以從幾十伏到上千伏。就目前而言，開關電源的控制方式有兩種：脈寬調制和頻率調制，脈寬調制方式比較常見[2]。
脈寬調制技術是用一種參考波為調制波,以N倍于調制波頻率的三角波為載波進行波形比較，由于載波三角波的上下款度是線性變化的在調制波大于載波的部分產生一組幅值相等，而寬度正比于調制波的矩形脈沖序列用來等效調制波，用開關量取代模擬量，并通過對逆變電源開關管的通/斷控制，把直流電變成交流電。而基于脈寬調制(PWM)的逆變式交變電源效率可達75%以上。
但基于脈寬調制方式的逆變電源由于通過高頻載波對正弦波進行調制，輸出波形疊加了與載波相關的諧波分量，同時為防止逆變橋直通短路而設置的死區也對輸出波形質量產生影響,一般PWM調制式開關電源的失真度較高(阻性負載下3%左右)。由于交變電源大多還是采用模擬調制與控制的方法(基準正弦波與三角波的比較產生SPWM波、運算放大器組成PID調節器)，很難在輸出波形上有較大的改善，特別是當負載變動，接非線性負載引起的波形質量的下降將無能為力。因此將PWM脈寬調制技術引入交變電源領域需要研究新的數字化控制平臺和研究新的波形控制算法。
3、SPWM逆變式交變電源
SPWM正弦脈寬調制法是調制波為正弦波，載波為三角波或鋸齒波的一種脈寬調制法，正弦波逆變電源利用SPWM 技術對正弦波逆變電源的頻率和幅值進行控制調節[3]。電路主要由：逆變主電路、控制電路、驅動電路、濾波電路等組成。直流信號輸入供給逆變電路，逆變電路在驅動信號作用下將整流濾波后的直流信號變成某一幅值、頻率的交流信號，再經濾波后供給負載。采到的輸出電壓經過轉換后送給處理器，對采樣信號采取一定的控制算法處理后輸出修正的SPWM控制信號，使輸出電壓穩定在所設定的期望值上。
4、數字化逆變電源
在交變電源領域應用PWM調制技術需要引入數字化控制方法，數字化控制是先進控制算法的實現基礎。目前在電源數字控制策略上,常見的有以下幾個方法[4]：PID控制、無差拍控制、滑模變結構控制、模糊控制、重復控制等。其中瞬時電壓反饋PID控制、瞬時電流反饋PID控制及重復控制技術研究較多，并已進入實用化階段。美國APC、日本三菱、法國梅蘭日蘭、東芝、SIEMENS、PWOER WARE、APC等已推出品質要求不高的數字化逆變電源產品。
無差拍控制是一種基于電路方程的控制方式，它利用狀態反饋實現零點和極點的對消，并配置另一個極點于原點，輸出電壓理論值接近于參考電源、由負載變化和非線性負載引起的輸出電壓誤差可在一個開關周期內得到校正。但是對數據的運算速度要求很高，另外由于無差拍控制的魯棒性差，計算量更大且算法復雜，很難實現。
在交變電源領域，美國的Elger公司產品已具有并聯功能，通過使用該公司的定制并聯柜，可以具備一定能力的并聯功能，事實上該公司的并聯形式，還是通過簡單的公共并機控制母板來實現，與真正的無主從并機系統還有一定的距離。
常見的逆變電源并聯控制策略有以下幾種方法：有功、無功并聯控制;電壓、頻率下垂控制;瞬時調制控制技術。瞬時調制控制技術由于其均流速度快，容易構成高可靠性的逆變電源并聯系統，而成為研究熱點。該控制技術要求在每個并聯的模塊單元的均流控制電路即時地獲取“環流”信息，或者將本模塊實際輸出電流值和要求輸出值的差異信息，提供給逆變電源模塊單元的PWM輸出控制系統，實時地調整輸出電流的大小。由于瞬時調制技術的算法復雜性，使得有關它的研究還是停留在仿真和分析階段，硬件實現有諸多速度瓶頸。
目前，國內在交變電源的研究中，基本上仍局限于算法的研究，許多算法由于沒有合適的高速計算平臺還處于模擬仿真階段。
國際上許多研究機構都已開展了可重構計算的研究，德國Kaiserslautern大學開發的Kressarray是基于二維網格結構的動態可重構的硬件，對圖像處理等應用效果好；美國卡耐基·梅隆大學的PipeRench是基于一維陣列結構的協處理器，用于基于流多媒體應用；美國華盛頓大學的RaPiD是基于一維陣列結構，主要用于規律性強的計算密集型算法；加州大學伯克利分校的Garp是基于查找表的二維網格結構可重構陣列， 主要對任務中的循環進行加速；我國在可重構技術方面的研究相對較少，目前已有中科院計算所、中科院微電子所、西北工業大學等科研機構開展了研究工作，但是公開發表的文獻資料很少。
用FPGA硬件實現一些控制算法，把通用處理器中串行實現的程序，由硬件并行實現，其計算速度將呈數量級的提升。通過FPGA的動態可重構計算能使控制平臺實現多個算法，在不同的應用場合做到自適應控制，自動根據不同的控制對象，找出最優控制算法。這種方案既大大加快了算法處理的速度，同時又使硬件規模和成本大大降低。
參考文獻
[1]呂小濤.基于DSP的正弦波逆變電源研究[D].武漢理工大學,2009.
[2]武偉.高頻逆變電源并聯控制策略的研究[D].合肥工業大學,2009.
正弦波逆變電源范文2
關鍵詞：不間斷電源（UPS）；正弦脈寬調制；電壓電流雙閉環控制
中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A 文章編號：1674-7712 （2013） 12-0000-01
一、設計方案論證
方案一：采用DSP作為核心控制器，主電路采用半橋逆變。這種方案控制部分功能強大，可同時控制逆變主電路和各個分支電路。但半橋逆變電壓利用率低，要求輸入電壓很高。而且DSP控制的成本較高，程序復雜，給設計增加了難度.
方案二：SPWM逆變器
SPWM型變換器是給逆變器固定的直流電壓，通過開關元件有規律的導通和關斷，得到由寬度不同的脈沖組成的電壓波形，削弱和消除某些高次諧波，得到具有較大基波分量的正弦輸出電壓。
方案三：采用U3988作為控制核心，逆變主電路采用全橋逆變。這樣可以做到硬件電路簡單，電路可靠性增強，設計周期變短。這樣輸入電壓不用提到很高就可輸出要求的電壓。
方案四：采用SA866控制芯片，SA866所有的運行參數，包括載波頻率、波形、最小脈沖寬度、死區脈寬等都是通過外接的EEPROM編程，由于數字電路在高頻電路中會受到嚴重干擾，因此SA866在應用上有了一定的局限性。
方案五：采用多重移相疊加階梯波合成逆變器階梯波合成逆變器的輸出波形為階梯波，其階高按正弦規律變化。這種階梯波中的諧波含量比方波顯著減少，如階梯波數為18的階梯波總諧波含量為基波的9.48%。如果階梯數越多，則總的諧波含量就越小。但這種電路過于復雜，因此本方案不予采用。
綜上所述，在方案二中，由于采用恰當的芯片，使電路簡單，無須編程，成本低廉，能夠滿足系統設計的要求，所以選擇方案二。
二、組成單元
主電路單元：采用全橋逆變電路共有四個臂，可以看成是兩個半橋逆變的組合而成，成對的兩個橋臂同時導通，兩對交替各導通180度，全橋逆變電路是單相逆變電路中應用最多的。
主控制單元：采用采用U3990F6-50控制芯片，在逆變狀態下，OUTA輸出的SPWM脈沖序列經過逆變后對應正弦波的正半周；OUTB輸出的SPWM脈沖序列經過逆變后對應正弦波的負半周，并且要注意的是加在反饋引腳上的電壓必須是實時的。
反饋單元：利用變壓器將生成的交流信號變到9V，再將整流之后的電壓反饋給U3990F6-50的2腳，從而實現穩壓、調壓。
輔助電源單元：采用UC3842控制芯片，此芯片構成的反激電源，電路簡單而且效率高，可以滿足各個用電單元的需求。
充電單元：采用的是恒流充電電路，充電電流可以達到0.4A，而且還具有過充保護功能。設計采用運放LM358，通過調節同相端與反相端的分壓電阻可以實現對電池過充的保護。本設計的過充電壓設定為38V。當電池電壓超過36V時，反相端的電壓將超過同相端的設定值，使得放大器輸出發生翻轉，輸出低電平，三極管截至，使得TIP42截至，停止充電，實現了過充保護的功能。
功能保護單元：過流保護和短路保護是利用電流互感器來實現的，通過示波器的觀察電流互感器能快捷準確的采集輸出的交流信號，這樣使得保護動作快，整個電路受到的沖擊降到了最小。欠壓保護和升壓變換通過運放構成的比較電路來控制繼電器實現的，在實際運行過程中有完美的表現，完全到達了要求。
驅動單元：采用的光耦隔離驅動能很好的將主電路與控制電路分開，達到了利用弱電控制強電的目的。
顯示單元：采用的是單片機89S52和TLC2543組成的信號采集處理方案，可以準確的顯示輸出的電壓、電流以及輸出功率。
Boost升壓電路單元：為保證交流輸出幅度維持在24V，逆變之前的直流電壓至少為24×1.4=33.6V，但蓄電池工作電壓范圍的下限為29V，如果逆變前的電壓不做處理，會使電壓調整率降到很低。所以本設計在輸入濾波和逆變之間加入一級Boost升壓電路，主控芯片采用UC3843
三、部分電路的分析
（一）控制電路的分析
控制電路共分兩部分，一部分為邏輯量控制，一部分為模擬量控制，根據主逆變電路為單極性的要求，電路采用正負半周分別驅動的方式，當正半周時，LM339比較器輸出為低電平，通過與非門4011B轉換成高電平，從而打開與門4081B，使得輸出脈沖在整個正半周期間通過與門4081B的4腳，控制輸出主電路開關管Q2、Q3導通；同理，當正弦波為負半周時，LM339輸出為高電平，從而控制對角橋臂Q1、Q4導通，這樣就實現了SG3525雙組驅動脈沖在每個半周期內同時輸出的要求，保證了整流后的正弦波與三角波比較，完整輸出的要求。
模擬量控制采用電壓、電流雙閉環控制調節，其基準為標準正弦波，電壓反饋通過電壓互感器再經放大器放大后進入PI調節器與標準正弦波進行比較，從而達到消除誤差正弦跟隨的目的，PI調節器的輸出作為電流比例調節器的基準輸入，同時電流反饋信號經電流互感器輸入比例調節器，經比例調節器對電壓信號和電流信號的綜合調節，輸入至精密整流電路，達到SG3525僅能輸入單極性的要求，其中重要的一點電流反饋信號的引入對增加系統的阻尼、改善波形的失真度都起到了良好的作用。
考慮輸出空載情況，電壓上升過高，故此該電路設計了空載電壓限制電路。
（二）充電單元的分析
充電電流較小，主控制管損耗不大，所以蓄電池充電電路采用線形電源結構，線形電路的主調節管為2SC3281，控制調節管為C2383，調節器采用OP37放大器，充電電路的最大充電電流為0.5A，最高充電電壓為40V，采用倒接二極管的形式，當電池電壓升至40V時，二極管自然截止，防止電池過充。
四、結論
由于在電源逆變之前加入了Boost升壓電路，使逆變電源的電壓調整率很??；所有經過大電流的線路均盡量采用粗導線，開關器件均選用優良器件，器件的各項指標參數均遠大于額定值，所以電壓調整率和負載調整率均得到提高；充電電源采用恒壓恒流的形式，輸出電流達到250mA，浮充電壓41.4V，既能快速充電又能產生過充；逆變器的控制芯片采用正弦波逆變器專用芯片U3990F6-50Hz，大大降低了輸出正弦波的失真度。所以本設計具有效率高、正弦失真度小、電壓和負載調整率低、其他保護功能齊全等特點。
五、創新點
（1）逆變之前加入了Boost升壓電路，提高了電壓和負載調整率；
正弦波逆變電源范文3
關鍵詞：獨立式；太陽能；光復逆變電源
一、獨立光伏發電系統組成
獨立運行太陽能光伏發電系統主要由太陽能電池方陣，蓄電池組，控制器和逆變器四部分構成。
1.1太陽能電池方陣
光伏電池是組成太陽能光伏發電系統最基本的單位。但單體光伏電池發出的電能很小，工作電壓約0.45~0.5V，工作電流20~25mA/cm2，而且是直流電，在大多數情況下很難滿足實際應用的需要。為滿足負載要求的輸出功率，一般都將電池組串并成太陽能電池組件。
1.2蓄電池組
太陽能發電系統只能在日間有陽光的時候才能發電，而多數情況人們主要在夜間大量用電，所以需要存儲太陽能電池方陣發出的電能并隨時向負載供電。光伏系統對蓄電池組的要求是：1、自放電率低；2、使用壽命長；3、深放電能力強；4、充電效率高；5、少維護或免維護；6、工作溫度范圍寬；7、價格低廉。配套200Ah以上的鉛酸蓄電池，一般選用固定式或工業密封免維護鉛酸電池；
1.3控制器
控制器是光伏發電系統的核心部件之一，主要用于實現整套系統地充、放電管理。太陽能光伏陣列發出的直流電能，經過控制器對蓄電池充電，在蓄電池未充滿時，控制器的作用是最大限度地對蓄電池充電，當蓄電池被充滿時，控制太陽能充電，使蓄電池處于浮充狀態。當蓄電池放電至接近蓄電池過放點電壓時，控制器將發出蓄電池電量不足報警并切斷蓄電池的放電回路，以保護蓄電池。隨著光伏產業的發展，控制器的功能越來越強大，有將傳統的控制器、逆變器以及監測系統集成的趨勢，如AES公司的SPP和SMD系列的控制器就集成了上述三種功能。
1.4逆變器
對逆變器的基本要求是：
1、能輸出一個電壓穩定、頻率穩定的交流電，無論是輸入電壓發生波動還是負載發生變換，都要能達到一定的電壓精度；
2、具有一定的過載能力，一般能過載125%~150%；
3、輸出電壓波形含的諧波成分應盡量少；
4、具有短路、過載、過熱、過電壓、欠電壓等保護功能和報警功能，且具有快速的動態響應。
二、逆變電源基本工作原理及逆變電路設計
2.1逆變電源基本工作原理
逆變電源的拓撲結構很多，各自的工作過程不完全相同，但最基本的逆變過程是相同的。下面以最基本的單相橋式逆變電路為例，具體說明逆變器的“逆變”過程。單相橋式逆變電路如圖1所示，T1，T2，T3，T4是橋式電路的4功率管，由電力電子器件及輔助電路組成。輸入直流電壓為Vcc，Z代表逆變器的負載。當開關T1、T4接通時，電流流過T1，Z和T4，負載上的電壓極性是左正右負；當開關T1、T4斷開，T2、T3接通時，電流流過T2，Z和T3，負載上的電壓極性反向，把直流電變成了交流電。改變兩組開關的切換頻率就可以改變輸出交流電頻率，得到的是正負半周對稱的交流方波電壓。負載為純阻型時，負載電流電壓波形相同，相位也相同；負載為感性時，電流滯后于電壓，波形也不同。
2.2逆變電路設計
逆變電路的功能是將升壓得到的高壓直流電經SPWM全橋逆變，變成220V的SPWM電壓，再經輸出濾波電路濾波為220V、50Hz正弦交流電壓輸出，包括功率橋的設計、控制電路設計和保護電路設計。
2.2.1逆變環節的主電路
如圖2所示為逆變環節主電路圖。對輸入的直流電進行SPWM調制，經過LC濾波輸出，采用電壓瞬時值反饋，對輸出電壓進行采樣隔離，反饋信號送給控制芯片經過A/D變換保存，得到脈寬控制量，通過SPWM生成環節產生各功率管的開關信號，控制功率管的通斷，使輸出電壓盡可能跟蹤基準正弦給定信號。
2.2.2控制電路設計
逆變環節的任務是使直流變交流，為使交流輸出電壓穩定，本系統采用閉環控制，對輸出電壓進行采樣分析，系統中CPU根據采樣電壓值來控制SPWM波發生器輸出SPWM參數，產生SPWM波驅動逆變橋，從而得到穩定的交流電。系統CPU采用ATB9C51，SPWM波發生器采用SA838單相SPWM波發生器，功率逆變橋選用PS21865，其內部集成了驅動電路，因而外部驅動電路可以不再添加。控制電路功能包括：控制脈沖產生，交流輸出穩定，保護和報警顯示，電路框圖如圖3所示。
三、逆變器控制方案比較
光伏逆變器的性能很大程度上決定了整個光伏發電系統的性能和效率，隨著光伏發電系統的應用越來越廣，人們對光伏逆變器輸出電壓的質量要求也越來越高，不僅要求逆變器的輸出電壓穩定以及工作可靠，而且要求其輸出電壓正弦度高。所以光伏逆變器的控制技術也得到了不斷的發展。
逆變器要實現輸出純正弦波，控制方案的實現通常分為模擬控制和數字控制，具體實現方案有如下幾種。
（1）模擬控制?？刂泼}沖的生成，控制算法的實現全部由模擬器件完成。優點是技術非常成熟，有很多可以參考的實例。但其存在很多固有的缺點：控制器的元器件比較多，電路復雜，所占的體積較大；靈活性不夠，硬件電路設計好了，控制策略就無法改變；調試不方便，由于所采用器件特性存在差異，致使電源一致性差，且模擬器件工作點的漂移導致系統參數漂移。逆變電源數字化控制是發展的趨勢，是現代逆變電源研究的一個熱點。
（2）由單片機實現數字控制。為改善系統的控制性能，通過A/D轉換器，將微處理器與系統相連，在位處理器中實現數字控制算法，然后通過輸入、輸出口或脈寬調制口（PWM）發出開關控制信號，微處理器還能將采集的功率變換裝置工作數據顯示或傳送至計算機保存。一些控制中所用到的參考值可以存儲在微處理器的存儲器中，并對電路進行實時監控。微處理器的使用在很大程度上提高了電路系統的性能，但由于微處理器運算速度的限制，在許多情況下，這種微處理器輔助的電路系統仍舊要用到運算放大器等模擬控制元件。
（3）由DSP實現數字控制。隨著大規模集成電路、現代可編程邏輯器件及數字 信號處理器（Digital Signal Processor，DSP）技術的發展，逆變電源的全數字化控制成為現實。DSP能夠實時地讀取逆變電源的輸出，并實時地計算出PWM輸出值，使得一些先進的控制策略應用于逆變電源控制成為可能，從而可對非線性負載動態變化時產生的諧波進行動態補償，使輸出諧波達到可以接受的水平。但DSP入門門檻較高，開發成本高，造價也較高。
結束語
太陽能作為綠色生態能源，以光伏技術與電力電子技術為依托，結合我國的實際利用它為人類服務，是能源工作者的重要任務之一。充分利用這些無電地區的太陽能資源，有計劃、有步驟地推廣光伏技術，解決缺電地區的用電問題，促進這些地區的經濟文化發展，提高人口素質，對于全國的平衡協調發展，縮小地區間差距，均具有戰略與現實意義。
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正弦波逆變電源范文4
>> 基于FPGA+DSP的高速中頻采樣信號處理平臺的實現 光伏逆變輔助電源的設計 基于DSP平臺的人民幣編號識別系統的設計與實現 基于DSP的可擴展實驗平臺的設計與實現 基于DSP平臺的語音編解碼模塊的設計與實現 銀河飛騰DSP平臺以太網接口的設計與實現 基于STM32的數控穩壓電源的設計與實現 基于單片機的數控直流穩壓電源設計與實現 數字中頻接收機的設計與實現 數字中頻調制解調系統的設計與實現 基于EDA技術的航空電源逆變控制電路設計 X―DSP ALU與移位部件的設計與實現 數控電火花加工脈沖電源的設計與實踐 便捷式數控電源的設計與制作 基于DSP的穩定平臺設計 基于DSP的單相正弦波變頻電源設計與應用 基于FPGA+DSP的數字中頻收發機的設計 數控沙盤系統的設計與實現 基于FPGA數控變頻電源的設計 數控穩壓電源的設計 常見問題解答 當前所在位置：
關鍵詞：逆變電源；串聯諧振；數字信號處理器（DSP）
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2013.10.008
引言
隨著電力電子技術、信號處理技術及計算機控制技術的迅速發展和廣泛應用，對逆變電源的性能及效率等要求也越來越高。串聯諧振中頻逆變電源是感應加熱的關鍵設備，在現代工業生產中，熔煉金屬及對工件進行透熱、淬火和彎管等，常常采用中頻（150Hz～20kHz）諧振逆變電源裝置作為感應加熱電源。
傳統的串聯諧振中頻逆變電源控制仍然多為模擬控制或模擬與數字相結合的控制系統[1-2]，存在如控制電路結構復雜、采用較多的元器件，體積龐大、電源一致性差；系統工作不穩定、控制精度不高、開發調試復雜等缺點。克服以上缺點的方法是應用數字處理技術，將傳統的模擬電源升級改造為數字化電源（DPS：Digital Power Supply）。數字電源控制電路的核心器件是數字信號處理器（DSP），通過微處理器的精確運算來控逆變電源的各項性能和工作全過程，使控制電路高度集成、簡化，且實現了數控化。本文設計了基于DSP芯片TMS320LF2407的10kW/10kHz 的串聯諧振中頻逆變電源，并通過試驗驗證了該設計方案的有效性和可行性。
中頻逆變電源設計
電源主電路設計
串聯諧振中頻逆變電源系統主電路結構如圖1所示。三相380V/50Hz交流電經空氣開關、熔斷器后加到由二極管模塊組成的三相不控整流橋，三相整流橋輸出的直流電壓Ud經電解電容Cd濾波成平直的電壓，再加到由四個IGBT和四個反并聯二極管組成的單相全橋逆變器，逆變器輸出的電壓Uo經中頻變壓器T隔離并降壓后送到由補償電容C和負載感應器Lo組成的串聯諧振電路的兩端。中頻變壓器T用于負載匹配，感應線圈等效電感Lo和電阻R以及諧振電容C組成變壓器次級串聯諧振槽路。
串聯諧振逆變電源工作原理
串聯諧振逆變電源等效電路如圖2所示，其移相控制原理及工作過程分析如下[3]：
圖2所示的主電路的控制采用了如圖3所示的移相控制策略。其基本原理是：檢測逆變器輸出電流 利用其過零點來產生滯后橋臂管VT4的驅動信號4gVTu（VT2管的驅動信號2gVTu與之互補）；由VT1和VT3組成的超前橋臂的驅動信號1gVTu和3gVTu 分別超前于4gVTu和2gVTu，超前的角度為移相角α或者調節逆變橋輸出電壓的寬度o u，從而調節基波電壓的幅值，就能對電路輸出功率調節進行調節。
數字鎖相環（DPLL）控制
串聯諧振逆變電路工作在諧振狀態時，諧振回路呈電阻性，工作頻率等于負載的諧振頻率。由于逆變輸出所接負載的規格不同，感應線圈的等效電感和等效電阻也將改變，諧振頻率會發生變化，如果不改變逆變電路IGBT的驅動頻率，將使逆變器偏離諧振點，不僅使逆變橋上IGBT偏離零電流開關點，而且引起開關損耗增大，當逆變器工作頻率高于負載諧振頻率較大時，在一定的P值下，還會使負載阻抗增大，逆變器的無功功率增加，輸出功率因數下降，功率容量不能充分利用。因此逆變控制系統必須具備頻率跟蹤功能，使逆變器的工作點保持在諧振點附近，從而實現IGBT的ZCS開關，并且有效利用逆變器的輸出功率容量。一般的頻率跟蹤采用鎖相環控制（PLL），通過檢測輸出電壓和電流的相位差，控制鎖相環電路的觸發信號輸出頻率，達到頻率跟蹤的目的。本設計采用基于DSP技術的數字鎖相環（DPLL）來實現頻率
的自動跟蹤[4]。
串聯諧振中頻逆變電源系統結構框圖如圖4所示。電源控制系統采用以TMS320LF2407為控制核心的硬件控制平臺，傳感器采集的各種檢測信號經轉換后作為DSP的輸入信號，DSP根據檢測輸入的信息對系統進行實時控制，逆變器中功率主開關管的驅動信號由DSP的事件管理模塊EV產生，并對最終產生的PWM波形輸出進行死區控制；通過對負載電流和電壓的檢測、采樣、濾波、電平轉換和A/ D 變換處理后，與給定頻率作比較，進行頻率鎖相跟蹤及移相功率控制；當過流或過壓等故障信號產生時，硬件電路會封鎖逆變器的觸發信號來實現保護功能，同時，保護信號會使中斷口XINT發生中斷，立即進行系統的其他保護處理。系統具有電壓、電流、工作頻率及諧振頻率等各項參數的顯示；電路設有過流、過壓、過熱、缺相等全面的保護系統，并指示出各種故障便于維修；同時，還具有上下位機通訊功能，可以實現遠程網絡化控制或用計算機自動控制[5]。
實驗結果及結論
正弦波逆變電源范文5
【關鍵詞】DSP；UPS；鎖相
Abstract：In order to avoid a big impact on load when the UPS inverter switching，UPS inverter’s output voltage must be consistent with the grid voltage in frequency and phase.Fast and reliable software phase-locked tracking technology can accurately provide the standard sinusoidal voltage for the digital inverter with the same frequency and phase to the grid voltage.This paper mainly discusses the phase-locked technology of full digital UPS based on TMS320LF2407.
Key words：DSP；UPS；phase-locked
1.引言
UPS，不間斷電源，是指在市電正常或故障情況下均可為負載提供可靠、穩定的電源形式。多用于在一些關鍵性的負載如計算機機房、醫院等場合，為負載提供了最多的電源故障保護。然而傳統的在線UPS有多個功率部分和模擬控制器，是一個非常復雜、昂貴的系統。因此，適合現代科技發展的高質量、高可靠性全數字UPS（不間斷電源）的研究就成為人們十分關注的課題。數字化控制以控制簡單、靈活，輸出性能更加穩定，可以實現模擬控制所難以達到的功能等諸多優勢成為電源研究領域的一大熱點。隨著微電子技術的發展，為電力電子提供了越來越多的解決方案，使UPS電源的全數字制、各種先進控制策略的引入逐步成為現實。
本文主要討論在基于TMS320LF2407數字化控制平臺的UPS中的關鍵技術之一--鎖相控制技術。
2.鎖相意義
不間斷電源工作過程中存在兩次切換：一是電源啟動時由旁路向負載供電，逆變器空載運行，同時啟動鎖相功能，調整逆變輸出跟蹤電網頻率和相位，當逆變輸出跟蹤上電網頻率時切換至逆變器為負載供電；二是當逆變電路發生故障，或者當負載有沖擊性（例如啟動負載時）或過載時，控制系統將封鎖PWM輸出停止逆變器對負載的供電，同時接通旁路開關，由電網直接向負載供電[1]。
為有效保證逆變旁路切換過程不對負載產生過大的沖擊，UPS逆變輸出電壓必須與電網電壓的頻率及相位保持一致。因此，UPS系統引入了鎖相控制技術，軟件鎖相技術是數字化UPS的重要環節之一?？焖倏煽康能浖i相跟蹤技術可以準確地為逆變器數字化控制提供與電網電壓同頻同相的標準電壓參考正弦波。
3.鎖相環基本原理
鎖相環是一個閉環的相位控制系統，能夠自動跟蹤輸入信號的頻率和相位[2]。它由相位比較器、低通濾波器、壓控振蕩器三部分組成，其控制框圖見圖1。
其工作原理為：將壓控振蕩器的輸出信號uo（t）與電網的采樣信號ui（t）兩路頻率與相位不同的信號送入相位比較器，生成的誤差信號ue（t）的幅度與uo（t）和ui（t）信號的相位差成正比。ue（t）經低通濾波器處理后將向外送出一個相當于ue（t）信號的平均值的控制電壓信號uc（t），壓控振蕩器在信號uc（t）的控制下將調整輸出電壓信號uo（t）的頻率和相位，從而使uo（t）與ui（t）兩路信號的頻率和相位差逐漸減小。
4.在線式UPS的鎖相控制技術
根據單相UPS逆變器的控制電路產成SPWM波方式的不同，實現UPS的鎖相控制方法有很大區別，下面分別討論。
4.1 在線式UPS的模擬鎖相控制技術
傳統的在線式UPS電源，其鎖相控制原理框圖如圖2所示[3]。當供電正常時，電網電壓檢測電路輸出高電平，50Hz電網電壓經波形變換電路被轉換成周期為20ms的單極性“倒置全波整流”信號，再送到模擬開關1的輸入端，經過模擬開關2后產生一串電網電壓同步跟蹤信號。由于變頻器的輸出信號是周期為20ms的同步捕捉信號，因此加在多諧振蕩器控制端上的電網同步跟蹤信號可對高頻振蕩器的高頻輸出脈沖進行相位調整，以確保正弦波發生器輸出50Hz的基準正弦波。經過鎖相同步電路，即“鎖相環”，該正弦波總是與電網電壓處于同頻同相的同步跟蹤狀態。當供電異常時，則由多諧振蕩器產生本振頻率為20kHz的信號，經分頻器輸出500Hz的脈沖序列，然后經正弦波發生器產生穩頻的50Hz標準正弦波。
傳統的正弦波信號發生器采用反饋振蕩電路，利用電路的自激振蕩和選頻作用輸出正弦波，但是低頻模擬振蕩器有一個缺點：受電壓和溫度的影響大，輸出信號的頻率和幅度穩定性差，很難達到作為交流基準的要求；而且完全用模擬器件使得控制電路結構相當復雜，不便于生產，難以調試[4]。
4.2 在線式UPS的數字鎖相控制技術
在線式UPS的數字鎖相控制技術中采用微處理器作為核心控制芯片，并采用軟件實現相位鎖存的方法，其電路一般由以下幾部分組成：交流電壓互感器，精密整流電路，過零比較器，低通濾波器，反相器，模擬切換開關及微處理器.其電路組成框圖見圖3。
該電路工作原理為：電網交流電壓經過電壓互感器隔離降壓成為與電網電壓同頻同相的低壓交流信號，一路經過精密整流電路成為正極性的半波直流電壓信號，通過微處理器內部的A/D轉換器，測得電壓的幅值；另一路經過電壓過零比較器輸出交流信號的正負極性，經過I/O口進入單片機，這樣就可測得外部交流電壓的實時波形數據，在將采集的波形數字序列經過D/A轉換，即可以輸出正弦波。由于電網電壓中含有大量諧波成分，經電壓互感器采集的交流電壓信號并不是純凈的正弦波，所以采用直接輸出方式產生的波形并不是穩定純凈的正弦波。
因此，在PWM輸出后加入數字低通濾波器以濾除高頻諧波成分，從而保證輸出電壓的穩定性和純凈度[5]。
其具體實現過程是：首先，用數字序列調制單片機內部的PWM脈寬調制電路，使之產生的脈沖方波寬度正比于信號幅度，如果微處理器采用20MHz晶振，PWM輸出為8位分辨率時，輸出方波的最高頻率為78KHz，所以在PWM輸出端加一個積分常數很小的RC低通濾波器就可以得到很平滑的半波輸出波形，低通濾波器造成的相位延遲可以忽略不計。該信號一路直接送到模擬開關，另一路送到反相電路成為負極性的半波電壓信號，再送到模擬開關，這正負極性兩路電壓信號經過單片機控制的模擬開關切換，就輸出與外部電網相位同步的正弦波信號。當電網出現故障時，微處理器將讀取其存儲器中儲存的標準50Hz正弦波序列以控制逆變輸出。
4.3 在線式UPS的軟件鎖相控制技術
隨著微電子技術的發展，出現了許多性價比高的用于電機控制的專用微處理器，微處理器內部集成了PWM波產生電路，可以通過軟件編程來改變PWM波輸出頻率。UPS中的軟件鎖相控制就是基于此類微處理器，以程序計算方式來實現。其軟件實現的方式有兩種。一種是需要對市電電壓和逆變輸出電壓兩路信號進行濾波整形，變換為與其同頻率的方波信號，通過微處理器的捕獲引腳捕獲方波上升沿的跳變，由捕獲值來計算頻率及相位差，以此調整輸出SPWM波的頻率，使得兩路信號的頻率與相位保持一致，其鎖相同步控制原理框圖如圖4所示。另一種方法只需對市電電壓進行方波變換，在對市電變換方波的捕獲中斷中，通過判斷SPWM輸出波的相位相對于市電相位的超前或滯后，通過改變SPWM定時器周期值來調整SPWM波下周期的輸出頻率，從而實現頻率跟蹤[38]。兩種方法的共同之處是：都事先設定電網電壓頻率為50Hz，根據SPWM載波頻率將每個電壓周期分為N等份（當載波頻率為78KHz時，N=150），將對應時刻的正弦值制作成表存在微處理器的存儲器中，保持每SPWM周期輸出序列個數N值不變，調整載波頻率實現對輸出電壓頻率的調整；它們的實現過程都依賴于兩個中斷，一個是SPWM載波周期定時器中斷，一個是捕獲中斷（可通過設置捕獲中斷方式使得捕獲中斷發生在正弦波周期的零相位時刻）。
由于兩種方法都是通過調整SPWM頻率實現逆變輸出對市電電壓的鎖相，穩態時其跟蹤精度較高，但動態性能不好，鎖相環啟動時的跟蹤調整速度較慢，因此同步響應速度有待提高，且需進一步增強同步的抗干擾和容錯能力[6]。
5.結論
本文所研究的基于TMS320LF2407數字化控制平臺的UPS的軟件鎖相技術，鎖相精度高，易于實現，可以很好地滿足不間斷電源的鎖相技術要求。
參考文獻
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[2]單鴻濤.陳息坤.康勇，鹿婷.一種新型實用數字化并聯UPS系統[J].電氣應用，2005.
[3]祁亞萍，戴瑜興.基于DSP的數字化UPS鎖相設計[J].低壓電器，2004.
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[5]Malesani L，Mattavelli P，Buso S.Robust Dead-beat Current Control for PWM Rectifiers and Active Filters.IEEE Trans Ind Application，2005，35：613-620.
正弦波逆變電源范文6
引言
本監控系統是為鐵路用4kVA/25Hz主從熱備份逆變電源系統設計的。
4kVA/25Hz主從逆變電源是電氣化鐵路區段信號系統的關鍵設備，有兩相輸出：110V/1.6kVA局部電壓（A相）；220V/2.4kVA軌道電壓（B相）；兩相均為25Hz，且要求A相恒超前B相90°。由于逆變器是給重要負載供電，且負載不允許斷電，故采用雙機熱備份系統，一旦主機發生故障，要求在規定時間內實現切換，因此，備份逆變器一直處于開機狀態。由于逆變器經過了整流，逆變兩級能量變換，功率較大，且指標要求較高，必須要采用先進的控制技術；同時為了安全實現主從切換，也必須要有完善的監控系統來實現鎖相，保證整機的安全。
1 監控系統總體設計要求
根據實際情況，本系統主要完成以下功能：
1）主從切換功能主從控制之間實現準確無誤的切換，具有自動和手動兩種功能，保證切換時電壓同頻率，同相位，同幅值；
2）鎖相功能主從機組局部電壓同頻同相，同一機組內A相恒超前B相90°；
3）完善的保護功能具有軟起動功能，以避免啟動瞬間電壓過沖對逆變器及負載的沖擊，以及輸出過壓、過流保護，頻率、相位超差保護，橋臂直通保護，過熱保護等；
4）顯示功能實時顯示運行參數及工作狀態并具有聲光報警功能，以提示值班人員及時排除故障；
5）通信功能具有主從機組之間通信，與監控中心（上位機）通信等功能；
6）抗干擾功能系統具有良好的抗干擾能力。
2 系統硬件電路設計
2.1 DS80C320單片機簡介
DS80C320是DALLAS公司的高速低功耗8位單片機。它與80C31/80C32兼容，使用標準8051指令集。與普通單片機相比有以下新特點：
1）為P1口定義了第二功能，從而共有13個中斷源（其中外部中斷6個），3個16位定時/計數器，兩個全雙工硬串行口；
2）高速性能，4個時鐘周期/機器周期，最高振蕩頻率可達33MHz，雙數據指針DPTR；
3）內置可編程看門狗定時器，掉電復位電路；
4）提供DIP，PLCC和TQFP三種封裝。
2.2 基于DS80C320的監控系統硬件電路設計
按照上述系統設計要求，設計了如圖1所示的監控系統。監控系統采用模塊化的設計思想，分為微處理器及外設模塊，模擬量采集模塊，開關量采集模塊，頻率及相差測量模塊，控制量輸出模塊，人機接口模塊，同步信號模塊以及通信模塊。
1）微處理器及外設模塊微處理器采用DS80C320，非常適合于監控。本系統充分利用前面已提及的特點，簡化了硬件設計與編程，從而提高了整個系統的可靠性。根據系統需要擴展了一片8255，一片E2PROM和一片8254。
2）模擬量采集模塊根據采集精度要求以及被采集量變化緩慢的特點，采用AD公司的高速12位逐次逼近式模數轉換器AD574A，其內部集成有轉換時鐘，參考電壓源和三態輸出鎖存器，轉換時間25μs，并通過ADG508A擴展模擬量輸入通道。
3）開關量采集模塊首先經光耦進行隔離后，再通過與門送入單片機的外部中斷口，同時通過8255送入單片機，采取先中斷后查詢的方式。
4）頻率及相差測量模塊信號先經過具有遲滯特性的過零比較器轉換為方波，然后通過雙四選一開關4052送入單片機，通過定時器T0來計算頻率和相差。
5）控制量輸出模塊通過光耦控制輸出，實現可靠隔離。
6）人機接口模塊包括按鍵和顯示部分。通過簡單的按鍵選擇，實現電流、電壓、頻率及相差的顯示。顯示部分采用8279驅動8位七段LED顯示，同時通過發光二極管和蜂鳴器提示運行狀態。
7）同步信號模塊本模塊用來實現鎖相。單片機控制8254產生局部同步脈沖和軌道同步脈沖，同步脈沖用來復位正弦基準。通過軟件控制同步信號的頻率，可實現主從鎖相和局部及軌道的相位跟蹤。具體實現過程將在下文詳述。
8）通信模塊采用了RS232和RS485兩種通信方式。利用串口0采用RS232實現與另一機組監控單元的雙機通信，獲取對方機組狀態信息；利用串口1采用RS485標準接口實現與上位機的通信，完成傳輸數據和遠程報警等功能。
3 系統軟件設計
3.1 系統軟件流程
主程序流程圖如圖2所示。系統上電復位后，首先對單片機，外圍芯片及控制狀態進行初始化；然后讀取AC/DC模塊的工作狀態，若正常則啟動DC/AC模塊，否則轉故障處理；開啟DC/AC后，讀入其工作狀態并判斷輸出電壓是否滿足要求，有故障轉故障處理，正常則開啟故障中斷；接下來進行主從機組判斷和相位跟蹤，實現主從相位同步和局部及軌道電壓的鎖相；只有在實現鎖相后，才采用查詢方式處理鍵盤及測量顯示。在軟件編制中，鍵盤中斷是關閉的。實驗證明，對人機交互通道采用這種查詢處理方法，完全可以滿足系統的實時要求。開關量的輸入采取先產生中斷，后查詢的方法，保證了響應的實時性和逆變系統的安全性。
3.2 系統采用的主要算法和技術
3.2.1 交流采樣算法
測量顯示大信號的交流量時，通過互感器得到適合A/D轉換的交流小信號，然后對小信號進行采樣，最后對采樣數據采用一定的算法，得到正確的顯示值。均方根法是目前常用的算法，其基本思想是依據周期連續函數的有效值定義，將連續函數離散化，從而得出電壓的表達式
式中：n為每個周期均勻采樣的點數；
ui為第i點的電壓采樣值。
3.2.2 數字濾波算法
A/D轉換時，被采樣的信號可能受到干擾，從采樣數據列中提取逼近真值數據時采用的軟件算法，稱為數字濾波算法。目前常用的方法有程序判斷濾波、中值濾波、算術平均濾波、加權平均濾波、滑動平均濾波等。根據本系統對采集精度有較高要求以及被采集的模擬量變化緩慢的特點，采用程序判斷濾波法和算術平均濾波法相結合的濾波方法，即進行多周期采樣，取其算術平均值作為有效采樣值。每次采樣后和上次有效采樣值比較，如果變化幅度不超過一定幅值，采樣有效；否則視為無效放棄。
3.2.3 單片機鎖相技術
本監控系統一個很重要的功能是實現相位同步，即保證主從機組的相位同步和機組內局部電壓相位恒超前軌道電壓相位90°。本系統鎖相的基本原理是，對于頻率相同而相位不同步的兩路信號，比如A路和B路，若A路為基準，B路超前（滯后）一定的相位，可以通過適當降低（增大）B路信號的頻率來實現相位調整進而鎖相，最后再把B路頻率置為原頻率值。
本系統中，單片機控制8254產生25Hz同步脈沖，同步脈沖用來復位正弦基準，使基準正弦波重新從零值開始?；鶞收也ㄅc三角波比較產生SPWM波，經逆變得到與基準正弦同頻的交流輸出，因此，通過調整同步脈沖的頻率可改變正弦基準的頻率，進而可改變被調整輸出電壓的相位。要實現系統的鎖相要求，需要從機組局部電壓跟蹤主機組的局部電壓，各機組軌道電壓跟蹤本機組的局部電壓。因此，要有主從局部鎖相和局部軌道相位跟蹤兩個子程序。
鎖相的流程圖如圖3及圖4所示。首先由多路開關選擇要鎖相的兩路信號，由單片機測量相位差，并對所得相位差數據進行必要的運算和處理后，判斷有無超差。倘若相位超差，則根據超差范圍確定同步脈沖的頻率值。如果是主從局部鎖相，則應同時改變從機組局部和軌道的同步脈沖；否則，若為局部、軌道相位跟蹤，則只改變本機組軌道的同步脈沖。通過調整同步脈沖，可實現相位調整。實現鎖相后，同步脈沖的頻率置為25Hz返回。
4 抗干擾措施
由于該監控系統工作于強電環境，很容易受到各種干擾的影響。干擾一旦串入系統，輕則會引起誤報，嚴重時就會導致整個系統癱瘓，甚至造成重大事故。本系統從硬件和軟件兩方面采取了抗干擾措施，保證了監控系統的可靠運行。
4.1 硬件抗干擾措施
1）光電隔離在輸入和輸出通道上采用光耦合器件進行信息傳輸，在電氣上將單片機與各種傳感器、開關、執行機構隔離開來，可以較好地防止串模干擾。
2）加去耦電路在電源進線端加去耦電容，削弱各類高頻干擾。
3）合理布置地線系統中的數字地與模擬地分開，最后在一點相連，避免了數字信號對模擬信號的干擾。
4）數字信號采用負邏輯傳輸騷擾源作用于高阻線路時易形成較大干擾，而在數字信號系統中，輸出低電平時內阻要小些，因此，定義低電平為有效（使能）信號，高電平為無效信號，可減少干擾引起的誤動作，提高控制信號的可靠性。
4.2 軟件抗干擾措施
1）利用可編程硬邏輯看門狗將單片機從死循環和跑飛狀態中拉出，使單片機復位。而DS80C320提供了內部可編程硬邏輯看門狗，不須外加電路，就能夠實現可靠的超時復位。同時，DS80C320還為一些重要的看門狗控制位提供了訪問保護，防止單片機失控后對這些重要的控制位進行非法操作，進一步保證了程序的安全性。
2）對于數字信號采集，利用干擾信號多呈毛刺狀且作用時間短這一特點，多次重復采集，直到連續兩次或兩次以上采集結果完全一致才認為有效。數字信號輸出時，重復輸出同一個數據，其重復周期盡可能短，使外部設備對干擾信號來不及作出有效反應。
3）對模擬量的采樣和處理，采用數字濾波技術。
4）采用指令冗余和軟件陷阱，防止程序跑飛。