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放大電路范文1
摘要:本文總結了電子設計實驗中常用的幾種功率放大電路的設計方案，針對不同的設計要求和設計條件從電路搭建、注意事項及測試結果進行了說明，能滿足大多數實驗電路設計的需要。
關鍵詞:功率放大;推挽輸出;丙類功放
一.前言
在電子電路設計中，很多系統需要對輸出信號進行放大，以提高其帶負載能力，驅動后級電路，因此就要對信號進行功率放大。功率放大器的主要性能指標有輸出功率及效率，其按照電流導通角的不同，可分為甲、乙、丙三類工作狀態。甲類放大器電流的通角為180度，適用于小信號低頻放大，效率最低;乙類放大器的通角約為90度，適于寬帶大功率工作，大多數集成運放的末級輸出都采用乙類推挽形式;丙類放大器的電流的通角則小于90度，電流波形失真太大，只適于以調諧回路為負載的窄帶放大，但效率較甲、乙類高?！?】
二.電路設計
(一)大電流高擺幅運放
若不考慮成本限制，可直接采用大輸出電流、高擺幅運算放大器作為輸出級。設計重點在于運放的選擇及電路連接。市面上有各種性能的Buffer以及可用以驅動的運放，它們能滿足大多數設計的要求。專門的驅動芯片如BUF634，其輸出電流達250mA，擺率為2000V/us。美國德州儀器公司也有許多相關產品，如THS3121，輸出電流可達450mA，擺率達1500V/us。設計的關鍵在于芯片的正確使用，由于大多數為電流型運放，故反饋電阻的選取很重要，另外由于處理的是高頻信號，所以電源去耦，電路布線方面也須十分注意。經實驗測試，THS3121在反饋電阻取470Ω、增益為2時在50Ω負載時小信號-3dB帶寬達100MHz，-0.1dB帶寬達30MHz，并且在電壓峰-峰值為10V的輸出狀態下，頻率大于10MHz時仍無失真現象。
(二)互補對管推挽輸出
若對功率放大要求不高，可采用分立元件搭建，以互補對管推挽電路作為輸出級。設計的關鍵在于根據系統要求選擇合適的互補對管。互補對管采用2SD667和2SB647，其特征頻率為140MHz，集電極功率耗散為0.9W，適合低頻功率放大。前級放大負反饋由輸出引入，使得通頻帶更加平坦。
(三)直接功率合成
在手頭沒有合適的驅動芯片時，可以采用三極管直接搭建，雖在實際應用中較少，但在實驗室條件下仍是不錯的選擇。直接功率合成的先決條件是各路參數要對稱。要求VT1和VT2、VT3和VT4參數對稱，R2=R3，R4=R5，R11=R12等。輸入功率在A點一分為二，分兩路分別進行放大，在C點合二為一。
(四)單管丙類功率放大
以上三種都是寬頻帶非諧振功率放大，效率較低，而在無線通信設計中，效率是發射機的主要性指標之一，丙類諧振功率放大較甲類、乙類相比具有更高的效率。三極管基極采用自給偏壓電路，集電極采用RLC并聯諧振回路，濾除諧波分量，采用π網絡作為輸出濾波匹配網絡，實際參數值可根據所要求的諧振頻率具體設計，在此不贅述。
結語
本文通過對不同條件下功率輸出級設計提出相應的方案，并經過實際實驗測試，效果良好。但在電子設計實驗中，較少涉及電力系統，對信號的功率放大要求不是很高，本文僅對系統中常用的簡單功率放大進行總結與實驗驗證，而實際應用中的功率放大電路遠不止如此簡單。
參考文獻
【1】董尚斌，等。電子線路(1)。北京:清華大學出版社，2006.
放大電路范文2
關鍵詞： 信號放大電路； 放大測量電路； 低通濾波電路； 影響隔離
中圖分類號： TN721+.5?34； TM930 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）14?0149?05
Abstract： In view of the facts that the low signal?to?noise ratio， poor anti?interference ability and low measurement accuracy exist in the measuring process of microvolt?level DC voltage signal， an amplifying measurement circuit taking TLC2652 as its core device is proposed in this paper to realize precision amplification of voltage signals （5～45 μV）. The low?pass filtering circuit and band?stop circuit are adopted to reduce its internal noise and external interference. The isolation circuit is adopted to isolate the effect of the measuring end on the collection end. The linear regulating chip is used in power module design to improve the measurement accuracy and reduce power consumption. The simulation experiment result proves that the amplifying measurement circuit for microvolt?level DC voltage signal can suppress common mode interference and temperature drifting， has good stability and strong anti?interference， and its accuracy can reach to 0.044%.
Keywords： signal amplifying circuit； amplification measuring circuit； low?pass filtering circuit； influence isolation
0 引 言
信號檢測是人們在當今時代獲取信息的重要途徑。在需要微弱信號檢測的各個領域中，各N微弱的物理量信號都需要先轉換成電壓或電流信號之后再進行放大、并進行信號檢測處理，因此研究微弱信號的檢測方法具有重要意義。然而，由各種微弱物理量信號轉換得到的電信號多數是微弱的直流或低頻信號，如微波功率檢波器輸出的信號[1]。微弱信號，顧名思義信號的幅度是極其微弱的，但這不是微弱信號檢測的難點所在，檢測微弱直流信號的困難在于其被嚴重淹沒于噪聲信號中。在實際的電路測量系統中，微弱的直流信號更是容易受到各種直流誤差的影響，特別是放大器的失調、漂移等誤差的影響[1]。此外，微弱直流電壓信號的檢測還容易受到各種低頻噪聲的干擾，因此，直流微弱信號的檢測困難重重。
從了解的資料來看，對微伏級直流電壓信號的測量大致分為兩種測量方法。一是將直流信號調制成幅值和直流信號呈比例關系的方波交流信號[2]。以避免直接放大微弱直流信號存在直流誤差的影響，特別是直流放大器失調電壓的影響，還可以避免外部工頻干擾等低頻噪聲的影響。在各種直流調制技術中，應用最廣泛的就是通過場效應管的開關特性來作為調制器。通過一定頻率的控制信號控制場效應管柵極電壓的極性來控制場效應管的通斷，以達到調制直流信號的目的[1]。但存在的問題是：在調制過程中會產生斬波失調電壓、調制尖峰信號等。場效應管作為電子開關的同時也存在開關管損耗。實際應用中模擬開關的這種理想效果是不可能達到的，場效應管開關在作為調制器時，無論有無輸入信號，只要存在調制信號，模擬開關的輸出端都會產生瞬態的尖峰電壓，而且還會引起輸出信號漂移，從而造成測量結果不精確。二是利用特低噪聲、特低漂移的高精度直流放大器對微弱直流信號進行測量。如市面上的高精度直流放大器輸出電壓能達到伏級，可以給數據采集和處理，但存在的問題是，價格昂貴，不能廣泛應用于實踐研究。
為了解決微弱直流電壓信號測量易受噪聲干擾、測量精度不高、抗干擾能力差的問題，設計微伏級信號放大電路時，采用高精度儀表運算放大器TLC2652進行信號的精準放大，以提高測量精度；采用四階低通濾波電路、雙T型帶阻濾波電路來減小內部噪聲與外部干擾；采用高精度模擬信號隔離電路，隔離測量端對采集端的影響；采用低噪聲、高效率的電源芯片及線性穩壓芯片進行電源模塊的設計，以提高測量精度并降低功耗。
1 設計思路
微伏級直流電壓信號，首先要通過放大才能被后端電路所采集。然而，后端采集電路的電壓工作范圍一般在伏級，因此放大電路的放大倍數應該設置的很大。但實現較高的放大倍數必須要進行多級放大才可實現，因為輸入的直流微弱信號和噪聲是疊加在一起的，一般比噪聲小很多，如果輸入級放大倍數設置過大，微弱直流電壓信號在被放大的同時，噪聲信號同樣也會被放大，造成后續很難去除噪聲[3]。但隨著放大級數的增多，勢必也帶來很多雜波，此外，微弱直流信號的測量易受到各種低頻噪聲的干擾，及各種直流誤差的影響，如放大器中的失調電壓、溫漂等。工頻干擾也是一種低頻噪聲，這種干擾電信號進入電子檢測系統會嚴重影響微弱信號檢測的準確性。
因此，針對輸入信號為微伏級直流電壓信號，測量過程中存在信噪比低、測量精度不高、抗干擾能力差的問題，設計了微伏級直流電壓信號放大電路。系統主要由高精度儀表放大電路、低通濾波電路、陷波電路及高精度隔離電路組成。微伏級直流電壓信號采用屏蔽電纜送進高精度儀表放大電路進行初步放大后，首先進行低通濾波，再輸入到中間級放大電路進行主要放大，而后進行高頻噪聲和市電50 Hz降噪處理，以及通過高精度模擬信號隔離電路隔離測量端對采集端的影響，實現輸入、輸出和電源間的相互隔離。應用低噪聲、高效率的電源芯片及線性穩壓芯片進行電源模塊的設計，以提高測量精度并降低功耗。經實驗測量，系統可以實現對5～45 μV范圍內電壓信號的精準放大，放大輸出電壓范圍為0.25～2.25 V，完全可以滿足后級采集電路的需要，且能夠達到0.044%的精度。此外，該電路還具有抗共模干擾、抑制溫漂、穩定性好、抗干擾性強等特點。微伏級電壓信號放大電路系統方框圖如圖1所示。
2 信號放大電路
信號放大電路采用初級放大和中間級放大兩級放大形式。傳感器采樣輸出的直流電壓信號經屏蔽電纜輸入到初級放大電路，因此需要檢測的直流電壓信號微弱且含有大量雜波。從而要求選用的運算放大器具有以下特點：低失調電壓、低溫度漂移的高性能差動放大電路，以克服溫漂；選用開環增益較大的運放，而單級放大器的閉環增益不可過大，這會大大減小增益誤差，從而提高檢測信號的精度。
因此，設計電路時采用高精度斬波穩零運算放大器TLC2652，具有優異的直流特性，失調電壓及其漂移、低頻噪聲、電源電壓變化、共模電壓等對運算放大器的影響被降低到了最小[4]。Multisum中的具體設計電路如圖2所示。
運算放大器TLC2652的增益由輸入電阻和反饋電阻決定，計算公式為：
設計時輸入電阻 kΩ，反饋電阻 kΩ，電路增益為50。電路中為確保運算放大器輸入級差分放大電路的對稱性，設置補償電阻，其值為輸入端接地時，反相輸入端總等效電阻。電路中，使用絕緣電阻很高的優質電容器，可選擇的容量范圍為0.1～1 μF之間。放大倍數的設置，要考慮到初級放大電路中存在有用信號和噪聲一起輸入的問題，如果初級放大電路的增益設置較大，信號和噪聲將被同時放大，在這種情況下，若噪聲幅值較大，無疑會降低電路信噪比（信噪比是指電子系統中信號和噪聲的比值），不便于對信號的進一步去噪處理。另外，為確保運算放大器的精度，負反饋電阻的精度要很高，同時電路的閉環增益不能設置的太大；保證印制板較高的質量，以避免印制板表面存在的漏電流問題[4]。為此，可在印制板上設置保護環。高精度儀表放大器在放大微弱直流信號時，通?？稍谳敵龆思右坏屯V波電路，以濾除輸出電壓中的交流分量來減小交流干擾，使電壓輸出更加穩定。中間級放大電路，設置在四階低通濾波電路之后，主要目的是實現放大模塊較大的放大倍數。
3 濾波電路
因為需要檢測的微伏級直流電壓信號非常微弱且含有大量雜波，測量回路、儀表放大電路和相關器件的固有噪聲以及外界的干擾噪聲通常比被檢測目標信號的幅值大很多，有用信號和噪聲在經儀表放大電路后將被同時放大。此外，電路結構的不合理設計也會引入噪聲干擾，所以，僅對信號進行放大是測量不出微伏級這樣微小信號的[5]。電路中為了更好地提取出有用信號，設計了濾波模塊來有效地抑制噪聲。
3.1 低通濾波電路
針對電路系統的內部噪聲以及外部系統的干擾多為交流信號，設計四階巴特沃斯型有源低通濾波電路對輸入級放大電路的輸出電壓信號進行處理，以抑制放大了的噪聲信號。設置低通濾波電路的截止頻率為20 Hz，選用單片集成運算放大器OP200，具體器件參數設置及電路設計如圖3所示。圖4為電路在Multisum中仿真的幅頻特性。
3.2 陷波電路
陷波電路也即帶阻濾波電路，主要用來減少工頻干擾。通常使用的各種儀器的供電電源都為市電或者經市電轉換得到，而市電的頻率為50 Hz。這樣測量電路中就會串入工頻，產生工頻干擾，嚴重時將導致電路無法接收信號[6]。電路中采用經典的雙T型帶阻濾波電路，其中要求電阻R和電容C有較高的精度，以保證帶阻濾波電路的中心頻率正好在50 Hz處。圖5為陷波電路結構原理圖。
由此可以得出結論：為了使設計的陷波電路性能最佳，也即滿足窄帶濾波效果和高Q值，m應接近1取值。
設計電路時采用增益調節電位器，使其在50 Hz處衰減效果最好。經計算kΩ， μF；為增益帶寬調節電位器。圖6為具體設計電路，圖7為50 Hz陷波電路在Multisum中仿真的幅頻特性圖。
4 隔離電路
在微伏級直流電壓信號放大測量過程中，抗干擾是一個不可避免的問題。若不通過信號隔離，測量系統就會引入各種電磁干擾。目誦藕胖謝烊敫扇判藕牛不但會降低測量的準確度，而且尖峰電磁脈沖會對后端采集電路造成一定破壞。因此，針對微弱直流電壓信號測量存在的干擾問題，設計了隔離電路。
發光二極管和光敏三極管的伏安特性使光電耦合器件非線性失真十分嚴重，一般只用來隔離數字信號，而不能簡單應用到對模擬信號的隔離。因此，模擬信號的隔離相對復雜的多，一方面要求其達到隔離效果，另一方面又要求最大限度地使模擬信號不失真，也就是能確保模擬信號的線性傳輸[7]。有源隔離模塊T6550D/S內部采用電磁隔離技術，精度達到13～14位，具有良好的線性度及優良的溫漂與時漂性能[8]，能夠實現輸入/輸出和電源間的相互隔離，非常適合高精度信號隔離測量。電路接口如圖8所示。
放大電路范文3
關鍵詞： 反饋放大電路； 信號； 單向傳遞； 等效變換
中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2016）03?0135?03
Conditions of signal one?way transmission for feedback amplification circuits
FENG Lu， CHEN Xin， LI Weihui， SHI Qingfan
（Experimental Center of Physics， School of Physics， Beijing Institute of Technology， Beijing 100081， China）
Abstract： The signal reverse transfer in feedback amplification circuits may lead to the design failure. It is necessary to perform the precise impedance matching calculation and analysis to obtain the reliable output signal. The equivalent transformation method is applied to conducting equivalent transformation for various feedback circuits. The conditions of signal one?way transmission for four feedback amplification circuits including voltage shunt feedback， current series feedback， voltage series feedback and current shunt feedback are detailedly analyzed based on the feedback control model and circuit network theory.
Keywords： feedback amplification circuit； signal； one?way transmission； equivalent transformation
通過引入負反饋可以很好地改善放大電路的許多性能，如穩定靜態工作點、提高放大倍數的穩定性、改善失真、展寬通頻帶、改變輸入/輸出電阻的大小等[1]。放大電路通常分為放大部分和負反饋部分，為避免這兩部分信號的混淆以保證實現信號的單向傳輸，參數選擇是電路設計的關鍵技術之一。
1 反饋放大電路信號的傳遞
負反饋放大電路是由一個基本放大電路和一個反饋網絡構成的，如圖1所示。
從圖1中可以看出：基本放大電路是由輸入到輸出傳遞信號，而反饋網絡將基本放大電路的輸出信號送回到輸入端實現反饋[2]。為了實現信號的單向傳遞，要求反饋放大電路信號傳輸的過程滿足以下三個條件：
（1） 基本放大電路只將外界輸入信號從輸入端傳到輸出端，不通過反饋網絡；
（2） 反饋網絡只把反饋信號傳送回輸入端，不通過基本放大電路；
（3） 信號源的內阻[RS]和負載電阻[R′L]與反饋系數[F?]無關。
信號只有嚴格按照上述過程進行傳輸，才能保證放大電路正向傳遞信號，反饋網絡反向傳遞信號。下面分析保證放大電路正向傳遞信號，反饋網絡反向傳遞信號的條件。
2 負反饋放大電路信號單向傳遞的條件
2.1 電壓并聯反饋[3]
根據電路網絡理論[4]，并聯反饋放大電路相當于兩個雙口網絡并聯組合，如圖2所示。其中一個是由基本放大電路組成的有源網絡A；另一個是由反饋網絡組成的無源網絡F。
基本放大電路A的分析如下：
為了保證信號只通過基本放大電路，而不通過反饋網絡，要求電路導納[YfA?][YfF，]由于三極管使基本放大電路有放大作用，而反饋網絡不但沒有放大作用，反而使信號衰減，這樣滿足了第一個條件；為了保證反饋信號從輸出端傳送到輸入端時只通過反饋網絡，基本放大電路無信號，則[YrF?][YrA，]即放大管內部反饋作用可以忽略，因此也滿足了第二個條件。
在電路參數滿足上述條件時，可以忽略[YfF]和[YrA，]其中[YiF]和[YoF]分別并接到基本放大電路的輸入端和輸出端，此時反饋網絡只相當于放大電路的負載。這樣基本放大電路就只傳遞正向信號，反饋網絡只傳遞反向信號，且反饋系數[F?]為[YrF]的反饋網絡，因此[F?=YrF=IiF?V0?Vi?=0]，由于計算時滿足短路參數的要求，所以信號源內阻[RS]和負載電阻[R′L]都與反饋系數[F?]無關，這樣就滿足了第三個條件。電壓并聯反饋簡化方框圖如圖3（a）所示。
2.2 電流串聯反饋[3，5]
根據電路網絡理論[4]，串聯反饋放大電路相當于兩個雙口網絡串聯組合，如圖4所示。
為了保證信號只在基本放大電路中的傳輸，而反饋網絡無信號，則電路參數[ZfA?][ZfF]；為了保證反饋信號只通過反饋網絡網絡從輸出端傳送到輸入端，而基本放大電路無信號，則[ZrF?][ZrA]。這樣滿足了第一個和第二個條件。
在電路參數滿足上述條件時，可以忽略[ZrA]和[ZfF，]其中[ZiF]和[ZoF]分別串接到基本放大電路的輸入端和輸出端，這時反饋網絡對放大電路只起負載作用。反饋系數[F?]為[ZrF]的反饋網絡，因此[F?=ZrF=][ViF?Io?Ii?=0]，這樣就滿足了第三個條件。電流串聯反饋簡化方框圖如圖3（b）所示。
2.3 電壓串聯反饋[6]
電壓串聯反饋放大電路如圖5所示。
基本放大電路A的分析：
為了滿足第一個條件，即基本放大電路有信號，而反饋網絡無信號，則電路參數[YfA?][YfF]；為了滿足第二個條件，即只通過反饋網絡只將反饋信號從輸出端傳送到輸入端，而基本放大電路無信號，則[ZrF?][ZrA]。
在電路參數滿足上述條件時，可以忽略[YfF]和[ZrA，]其中[ZiF]串接到基本放大電路的輸入端，[YoF]并接到輸出端作為基本放大電路的一部分，這時反饋網絡對放大電路只起負載作用。電壓串聯反饋簡化方框圖如圖3（c）所示。
2.4 電流并聯反饋[5?6]
根據網絡理論[4]，并聯反饋放大電路相當于兩個雙口網絡并聯組合，如圖6所示。其中一個是由基本放大電路組成的有源網絡[A，]另一個是由反饋網絡組成的無源網絡[F。]
為了滿足第一個條件，即只有基本放大電路有信號，而反饋網絡無信號，則電路參數[ZfA?][ZfF；]為了滿足第二個條件，即反饋信號只通過反饋網絡網絡從輸出端傳送到輸入端，而基本放大電路無信號，則[YrF?][YrA]。
在電路參數滿足上述條件時，可以忽略[ZfF]和[YrA，]其中[YiF]并接到基本放大電路的輸入端，[ZoF]串接到輸出端作為基本放大電路的一部分，這時反饋網絡對放大電路只起負載作用。當反饋網絡有兩個電阻[R1]和[R2]時，電流并聯反饋簡化方框圖如圖3（d）所示。
3 結 論
設計反饋電路時，必須考慮阻抗匹配的問題。本文采用等效變換的方法，對各類反饋電路進行等效變換，根據反饋控制模型和電路理論定理詳細分析了四種反饋放大電路信號單向傳遞的條件。對于并聯電路采用導納[Y]參數便于分析，對于串聯電路采用開路阻抗[Z]參數便于分析。電壓并聯反饋中基本放大電路[YfA?][YfF，]反饋網絡[YrF?][YrA；]電流串聯反饋中基本放大電路[ZfA?][ZfF，]反饋網絡[ZrF?][ZrA；]電壓串聯反饋中基本放大電路[YfA?][YfF，]反饋網絡[ZrF?][ZrA；]電流并聯反饋中基本放大電路[ZfA?][ZfF，]反饋網絡[YrF?][YrA]。
參考文獻
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[3] 童詩白.模擬電子技術基礎[M].北京：高等教育出版社，1980.
[4] 李瀚蓀.簡明電路分析基礎[M].北京：高等教育出版社，2002.
放大電路范文4
【關鍵詞】直流負載線；交流負載線；最大輸出電壓幅值；失真
圖解法是一種行之有效的方法，其基礎和依據是晶體管的特性曲線。在此基礎上可以做圖，利用所做的圖可以對放大電路的工作狀態進行分析。
使用圖解法可以完成對晶體管的非線性的直接、客觀、有效、真實的分析：比如，可以直觀的反映放大電路的靜態和動態的兩種工作狀態，并且對這兩類工作狀態可以進行很好的分析；此外，還可以有效設立靜態工作點，同時可以求出放大倍數；對波形失真和動態范圍的確定也可以進行適當的分析。當出現輸出幅值較大，但工作頻率較低的情況時，就可以使用圖解法。在實際的生活和使用過程中，圖解法主要被用來分析和研究靜態工作點（Q點）的位置和探討最大不失真輸出電壓的幅值，此外還可以分析：功率放大電路的最大不失真輸出幅值等。
就此，依據放大電路的輸入回路與輸出回路的公共端的不同，將其分為3種基本的組態：共發射極放大電路、共集電極放大電路和共基極放大電路.因此，筆者采用圖解法對以下情況進行分析：工作點穩定電路（共發射極放大電路）、共集電極放大電路、共基極放大電路的直流負載線及交流負載線、最大輸出電壓幅值和失真等。
1.工作點穩定共發射極放大電路的Uomax
我們在圖1中可以看到工作點穩定共發射極放大電路。以電路的直流通路為依據，我們可以得到關于輸出回路的直流負載線的式子：
圖1中，C1和C2是耦合電容，旁路電容Ce一般被當做開路。此外，C1、C2、Ce均被視作最大值，由于交流信號很微弱，因此可以忽略不計，此時可以看做是短路的狀況。另外，直流電源是恒流源，因此可以視為短路這一狀況。以電路的交流通路為依據，得出交流負載線的斜率是：。在該式子中，是和相除得到的。
可以看到直流負載線和橫軸有一個交點，即（Vcc，0）這一點。而交流負載線和橫軸的交點為（，0）。此外，也不難得出的值，即。也可以計算出。
使用圖1，我們可以計算出最大輸出的電壓幅值，即：
電路的最大輸出動態范圍也可以計算出，即：
2.共集電極放大電路的Uomax
和上面一樣，我們可以使用圖解法來計算輸出回路的直流負載線的方程是：。進而得出交流負載線的斜率是：。在該式子中，是和的比值。我們可以將直流負載線和交流負載線共同作于晶體管輸出特性曲線圖中。交流負載線和橫軸的交點是（，0），。和U0的方向不同，是相反的，但是二者的大小一樣。
我們可以計算出共集電極放大電路的最大輸出的電壓幅值：
此外，還可以就算出該放大電路的最大輸出動態范圍，即：
3.共基極放大電路的UomaX
我們可以參考圖3，圖4來研究這一問題。
直流負載線的方程為：
交流負載線的斜率是：，是Re和RL的比值。
而：
共集極放大電路的輸出不再是Uce，而是Ucb，因此UcBQ和IcQR’L決定了該電路下最大輸出電壓幅值，也就是：
該放大電路的最大輸出動態范圍可以這樣計算：。
4.關于電壓U0的波形失真現象的探討
使用圖解法我們可以得出這樣的結論：假如在選擇靜態的工作點Q較低時，那么：
的值就會比的值小。
這時，電路就會出現受截止失真的限制，飽和和失真的狀況就會出現，也就是說失真的狀況很容易發生在Uce的波形的底部。在放大電路的3種基本組態中，Uce和U0的關系是各不形同的。但是，也并不是說Uce和U0二者的頂部是重合的，要具體情況具體分析：（1）在共發射極放大電路中，Uce和U0的方向是一致的，二者的頂部也是對應的。（2）在共集電極的放大電路中，Uce和U0的方向是并不一致，是相反的，Uce的頂部是U0的底部。（3）共基極放大電路中，二者的方向是一致的，頂部也是對應的。因此，在使用NPN型管組成的放大電路中，可以得出以下結論：當頂部失真出現在輸出U0波形時，共發射極放大電路就是頂部失真，即截止失真；但是對于共集放大電路來說就是飽和失真。對于共基極放大電路來說就是Uce的頂部失真，即截止失真。
通過以上分析，不難得出放大電路中的靜態工作點Q的選擇很重要，當這個點較低時，就會容易產生截止失真的現象；當過高時，飽和失真的現象就會產生。因此，要將Q點選在合適的位置，即交流負載線的中央。這樣才會計算出最大不失真輸出電壓幅值，也可以計算出放大電路的最大輸出動態范圍。
5.結束語
本文使用圖解法對放大電路的三種組態進行了研究，同時也對失真現象進行了探討，希望對大家有所幫助和借鑒。
參考文獻
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放大電路范文5
【關鍵詞】負反饋 反饋通路 電壓反饋 電流反饋 串聯反饋 并聯反饋 瞬時極性
【中圖分類號】TN721 【文獻標識碼】A 【文章編號】1006-9682（2012）09-0190-02
在電子電路中，反饋是指將輸出量（電壓或電流）的一部分，按一定的方式送回到輸入回路，來影響輸入量（電壓或電流）的一種連接形式。經過反饋后，若輸出量比沒有反饋時變小，這情況稱為負反饋；否則就是正反饋。
負反饋在電子電路中得到非常廣泛的應用。放大電路中引入負反饋可以改善放大性能，比如穩定電路的靜態工作點，穩定放大倍數，擴展頻帶，減小非線性失真，改變放大器輸入和輸出電阻。因此，幾乎所有的實用放大電路都是帶反饋的電路。在實際中有時側重改善放大器的某方面性能，就要求針對不同類型的電路加有不同形式的反饋。于是產生了各種類型的負反饋。按照它們對放大器性能的影響規律和反饋網絡的不同接法，可歸納為四個基本類型。即：電壓串聯負反饋；電流串聯負反饋；電壓并聯負反饋；電流并聯負反饋。每一種類型的負反饋，對放大器性能的影響有其確定的規律。只要判斷出負反饋的類型，就可以對放大器許多性能和參數進行估計。
關于負反饋類型的判斷方法，有關電子技術的教材都做了比較一致的闡述。但筆者在多年教學過程中發現，學生采用教材上的方法在判斷反饋類型時往往感到困難，理解不透徹。關于教材上介紹的方法在此不再贅述，下面筆者將在教學中歸納出來的一種快速簡潔地判斷放大器反饋組態的方法介紹給讀者，希望對各位讀者尤其是初學者有所幫助。
一、判斷步驟
首先，找反饋通路，同時判斷交、直流反饋。我們判斷一個電路是否有反饋，是通過分析它是否存在反饋通路而進行的。簡單的說，就是觀察電路中是否存在從輸出端到輸入端的反向信號通路，如果存在，那么這條反向的信號通路就是反饋通路。反饋通路通常是由電阻和電容構成。尋找這條通路時，要注意若是直接經過電源端和接地端的電路不是反饋通路。根據電容“隔直通交”的特點，我們可以判斷出反饋的交直流特性。如果反饋通路中有電容接地，則為直流反饋，其作用為穩定靜態工作點；如果反饋通路中串聯電容，則為交流反饋，改善放大電路的動態特性；如果反饋通路中只有電阻或只有導線，則反饋為交直流共存。
其次，對輸出端信號采樣方式的判斷（電壓、電流反饋）：如果反饋支路直接與輸出端相連（同一節點）則是對輸出電壓采樣（電壓反饋），否則是對輸出電流采樣（電流反饋）。
再次，對輸入端信號比較方式的判斷（串聯、并聯反饋）：如果反饋支路直接與輸入端相連（同一節點）則在輸入端比較的是電流信號（并聯反饋），否則在輸入端比較的是電壓信號（串聯反饋）。
最后，正、負反饋的判斷：正負反饋的判斷使用瞬時極性法。瞬時極性是一種假設的狀態，它假設在放大電路的輸入端引入一瞬時增加的信號。這個信號通過放大電路和反饋回路回到輸入端。反饋回來的信號如果使引入的信號增加則為正反饋，否則為負反饋。在這一步要弄清楚放大電路的組態，是共發射極、共集電極還是共基極放大。每一種組態放大電路的信號輸入點和輸出點都不一樣，其瞬時極性也不一樣。如表1所示。相位差180o則瞬時極性相反，相位差0o則瞬時極性相同。運算放大器電路也同樣存在反饋問題，運算放大器的輸出端和同相輸入端的瞬時極性相同，和反相輸入端的瞬時極性相反。
依據以上瞬時極性判別方法，從放大電路的輸入端開始用瞬時極性標識，沿放大電路、反饋回路再回到輸入端。這時再依據負反饋總是減弱凈輸入信號，正反饋總是增強凈輸入信號的原則判斷出反饋的正負。
具體判斷方法是：串聯反饋中，在反饋通路與輸入回路的連接點處，若反饋信號極性與輸入信號極性相同則為負反饋，否則為正反饋；并聯反饋中，在反饋通路與輸入端的連接點處，若反饋信號極性與輸入信號極性相反為負反饋，否則為正反饋。
二、實例分析
我們應用上述方法對以下放大電路的反饋組態進行分析判斷：
例1：如圖1所示，分析V1、V2兩級放大器的級間反饋組態。
解：判斷步驟如下：①反饋通路：由Rf和 構成，由于存
在隔直電容，級間反饋只有交流反饋；②輸出端信號采樣方式：Rf直接連接到輸出端B，屬電壓反饋；③輸入端信號比較方式：Rf未直接連接到輸入端A，屬串聯反饋；④正、負反饋的判斷：由圖1所標的瞬時極性，經Rf反饋回來的信號極性與輸入回路C點的極性相同，對于串聯反饋為負反饋。結論：此放大電路的級間交流反饋組態為“電壓串聯負反饋”。
例2：如圖2所示，分析V1、V2、V3、V4構成的多級放大器的級間反饋組態。
解：判斷步驟如下：①反饋通路：由Rf構成，由于不存在
隔直電容，級間反饋既有直流又有交流反饋；②輸出端信號比較方式：Rf直接連接到輸出端B，屬電壓反饋；③輸入端信號比較方式：Rf直接連接到輸入端A，屬并聯反饋；④正、負反饋的判斷：由V1、V2構成的差分放大電路僅對對輸入信號中的差模分量進行放大，因此，假設V1基極瞬時極性為“（+）”時，V2基極瞬時極性則為“（-）”，由圖2所標的瞬時極性，經Rf反饋回來的信號極性與輸入端A點的極性相反，對于并聯反饋為負反饋。結論：此放大電路的級間反饋組態為“電壓并聯負反饋”。
例3：如圖3所示，分析V1、V2、V3構成的多級放大器的級間交流反饋組態。
解：判斷步驟如下：①反饋通路：由R9、R4、C5、R2構成級間交流反饋通路；②輸出端信號比較方式：C5未直接連接到輸出端B，屬電流反饋；③輸入端信號比較方式：R4未直接連接到輸入端A，屬串聯反饋；④正、負反饋的判斷：由圖3所標的瞬時極性，經R4、C5反饋回來的信號極性與輸入回路C點的極性相同，對于串聯反饋為負反饋。結論：此放大電路的級間交流反饋組態為“電流串聯負反饋”。
圖3 圖4
例4：如圖4所示，分析V1、V2構成的兩級放大器的級間反饋組態。
解：判斷步驟如下：①反饋通路：由R1構成，由于不存在隔直電容，級間反饋既有直流又有交流反饋；②輸出端信號比較方式：R1未直接連接到輸出端B，屬電流反饋；③輸入端信號比較方式：R1直接連接到輸入端A，屬并聯反饋；④正、負反饋的判斷：由圖4所標的瞬時極性，經R1反饋回來的信號極性與輸入端A點的極性相反，對于并聯反饋為負反饋。結論：此放大電路的級間反饋組態為“電流并聯負反饋”。
三、結束語
本文旨在為讀者介紹一種如何直接利用反饋通路與放大電路的電路連接形式來快速簡潔地判斷負反饋組態，因此，對于反饋信號如何使放大電路的凈輸入減少（負反饋）或增加（正反饋）的關系未做分析，讀者可參閱其它相關書籍。另外文中所舉例題，為了說明判斷方法，只對電路中的級間反饋做了分析，電路中還存在部分本級反饋，有興趣的讀者可自行分析。文中不妥和闡述未詳之處，望廣大讀者批評指正。
參考文獻
1 童詩白、華成英.模擬電子技術基礎（第4版）[M].北京：高等教育出版社，1980
放大電路范文6
關鍵詞：仿真；靜態工作點；交流參數；失真；頻率響應
中圖分類號：TP393;TN79+1文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2011)26-6461-02
模擬電子技術課程是電子信息類專業的一門主干課程，該課程既有抽象的理論分析又有較具體的實踐應用，此門課程教學質量的優劣直接影響到此類專業后續課程的學習以及學生的電路理論分析能力和實踐動手能力。本文以模擬電子技術課程中的基本放大電路為例，介紹了利用Multisim仿真軟件如何分析靜態工作點的設置與波形失真的關系，如何利用仿真軟件測試電路交流參數，分析電路參數對電路高低頻特性的影響，在課堂教學中，使模擬電子技術教學更加形象、靈活，更貼近工程實際，達到幫助學生理解原理，提高分析能力的目的。這對提高學生學習興趣，培養學生創新能力，提高學生專業素質具有重要的意義。
1 靜態工作點的設置及測量
按如圖1所示連接電路。為實現電路最大不失真輸出，調節可變電阻R2，使節點4對地直流電壓為6V（即是=6V）。為保證所測試的交流參數有效，應保證晶體管工作在線性范圍內，適當選取輸入交流信號的幅度，保證電路非線性失真不超過5%，電路中輸入交流信號的有效值設為4.9mV，此時電路的非線性失真為4.932%。
利用軟件的分析功能，執行命令Simulate/Analysis/DC Operating Point；設定節點1、3、4、6，執行Simulate，可得圖2所示的各節點電壓，圖中節點4的電壓為5.98961V，此電壓即為，節點3的電壓約為0.476V，即為之值。節點1、6的電壓為零，這就是電容C1、C2的隔直作用。
2 交流參數的測定
2.1 交流放大倍數
雙擊示波器，適當選取X軸掃描刻度，A、B通道Y軸幅度刻度以及兩通道的模式均為AC模式。打開電源，在示波器上看到輸入、輸出波形，關閉電源，拖動示波器屏幕上的兩讀數標尺分別至兩曲線的波峰和波谷點，從讀數窗口可以讀出輸入信號的峰峰值為13.854mV，輸出信號的峰峰值為-1.382V，其中負號表示輸出信號與輸入信號相位相反，這與單管共射電路的輸出信號與輸入信號的相位關系相符。由以上數據我們可得電路的交流電壓放大倍數是：99.8。如在電路中的輸入輸出端分別接上萬用表測量其交流電壓放大倍數是：，與前者數據較好地吻合。2.2 輸入電阻
輸入電阻為放大電路的重要概念，在該電路中，即為從節點1看進去的總等效電阻。測量步驟如下，在交流信號與C1之間接一已知電阻RS，該電阻等效為交流信號內阻RS，用交流電壓表測量節點1與地之間的電壓V1，由關系式：
即可求出該電路的輸入電阻，將RS=3 ，VS=4.9mV，V1=1.78mV，代入上式得該電路的輸入電阻為：1.7KΩ。
2.3 輸出電阻
輸出電阻的測量方法是：分別測量輸出端有負載和沒有負載時的輸出電壓、。根據公式：，即可求得。將各測量值代入上式，得該電路的輸出電阻為2.57KΩ，理論值為：3KΩ。
3 輸出信號失真的觀察
適當選取R1、R2的阻值，增大輸入信號的幅度，可以觀察到圖5所示的截止、飽和失真。圖5（右）中是當減小R1、R2的阻值時，所看到的靜態工作點太高，動態工作點進入了飽和區所出現的負半周被削去一部分的飽和失真。圖5（左）中是當增加R1、R2的阻值時，所看到的靜態工作點太低，動態工作點進入了截止區所出現的正半周被削去一部分的截止失真。這與課本上所分析的單管共射電路靜態工作點與波形失真的關系很好的吻合。
4 放大電路的頻率響應
連接一單級阻容耦合電路如圖6所示。為保證晶體管工作在線性范圍內，用失真度測試儀監測（非線性失真控制在5%以內），其輸入信號有效值選定為4.5mV。
4.1 幅頻特性的觀測
雙擊波特圖測試儀，作如下調節：Mode區，選擇Magnitude；Horizontal區，選擇Log，F值為100MHz，I值為1Hz，Vertical區，F值為40dB，I值為-20dB。打開電源開關就可以觀察到如圖7所示的幅頻特性曲線。拖動讀數指針就可測量出中頻段的增益以及高低端-3dB處的上下限截止頻率。本例中，測得中頻段的增益是38.334dB，fH=9.3MHZ，fL=125Hz。
4.2 耦合、旁路電容對低頻特性的影響
課本中，理論研究了耦合、旁路電容對下限頻率的影響，我們可以通過仿真的形式驗證其影響程度。將C2由10uF減小到1uF，其他參數不變，可測得下限頻率為135Hz，同理將C3由10uF減小到1uF，其他參數不變，可測得下限頻率為136Hz，將旁路電容C4由47uF減小到4uF，其他參數不變，測得下限頻率為1.585kHz。以上數據說明，影響低頻特性的主要因素是旁路電容，這也驗證了課本中的結論。
4.3 晶體管參數對高頻特性的影響
教材中講述了，晶體管的極間電容和電路中的分布電容等，是影響電路高頻特性的主要因素，我們可以通過更換晶體管的方式，表明晶體管的極間電容對高頻特性的影響情況。將電路中的2SC1815更換為2N2222A，由上所述方法可測得此時的上限頻率為17.92MHz，由此可見，晶體管的極間電容對電路的高頻特性有著明顯的影響。
5 結束語
本文以模擬電子技術課程中的基本放大電路為例，介紹了利用Multisim仿真軟件分析靜態工作點與波形失真的關系，電路交流參數的測試，以及分析了電路參數對電路頻率特性的影響，在課堂教學中，使該課程的教學更加形象、靈活，更貼近工程實際，達到幫助學生理解原理，提高分析能力的目的。相信這種形象化的教學方法在電子類各門課程教學中會發揮更大的作用。
參考文獻：
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[2] 羅映祥.Multisim2001電路仿真軟件在負反饋電路教學中的應用[J].現代電子技術,2008,31(7):161-162.
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